Устройства модуляции в передатчиках

Здесь рассматриваются схемы управления параметрами вч-колебаний, т.е. схемы модуляции. Структурные схемы формирования модулированных вч-колебаний (радиосигналов) рассмотрены в Текстах лекций (часть 1). Приводятся принципиальные схемы устройств формирования радиосигналов при разных видах модуляции, с необходимыми пояснениями принципов их работы.

Схемы АМ подразделяются на модуляцию электронного режима усилителя вч-колебаний (ГВВ): базовая модуляция (модуляция смещением рабочей точки транзистора), коллекторная модуляция (модуляция изменением напряжения источника питания транзистора). Подобные виды АМ имеют место и в ламповых ГВВ: сеточная модуляция, анодная модуляция.

где модулирующий сигнал от модулятора (УНЧ, например) подаётся в цепь базы через трансформатор так, что между базой и эмиттером имеет место совокупное колебание вч и модулирующего колебания, а также напряжение смещения базы Е_б0, устанавливающее рабочую точку транзистора.

Е_б(t) = U_mвчcos ωt + U_mΩcosΩt + E_б0. (5.3)

Входное вч-колебание выделяется на базовой индуктивности, нижний контакт которой закорачивается на корпус ёмкостью так, чтобы на вторичной обмотке трансформатора вч-колебание не выделялось. Модулирующее колебание с амплитудой U_mΩ изменяет положение рабочей точки, меняя тем самым угол отсечки, что приводит к соответствующему изменению амплитуды I_кмакс и амплитуды тока первой гармоники I_к1 вч-колебания на выходе ГВВ. Этим и производится получение модулированного по амплитуде выходного вч-колебания ГВВ. Следует подчеркнуть, что ГВВ должен работать в нелинейном режиме усиления. Базовая АМ не требует больших мощностей от модулятора, но обладает сравнительно небольшим КПД ГВВ и заметными нелинейными искажениями радиосигнала с АМ.

Рис. 5.12

В схеме модулирующий сигнал U_Ω поступает в первичную обмотку модуляционного трансформатора Тр1, вторичная обмотка включена в цепь питания коллектора. Поэтому на коллекторе транзистора имеет место сумма следующих напряжений:

Е_к(t) = Е_к + U_mΩcos Ωt – U_m1cos ωt, (5.4)

где: E_к – напряжение источника питания, U_mΩ – амплитуда модулирующего напряжения, Ω – частота модуляции, U_m1 – амплитуда первой гармоники выходного напряжения ГВВ, ω – частота возбуждения (несущая). Схема построена для случая автоматического смещения напряжения базы за счёт падения напряжения на резисторе R2, вызванного постоянным током базы. Это напряжение неизменно в процессе модуляции, т.е. угол отсечки тока коллектора постоянен. Модулирующее напряжение U_mΩcos Ωt является по сути дела переменным (с частотой Ω) дополнительным источником питания коллекторной цепи, что приводит к смещению рабочей точки транзистора и к соответствующему смещению нагрузочной прямой усилителя. Усилитель (ГВВ) при этом ставится в слегка перенапряженный режим так, что при смещении нагрузочной прямой точка её пересечения с линией насыщения транзистора перемещается по этой линии, вызывая изменение амплитуды импульса тока транзистора, а, следовательно, и изменение амплитуды тока первой гармоники I_к1. На рис. 5.13 показан сдвиг нагрузочной прямой относительно выходных характеристик транзистора. Видно, что величина тока I_к в точках пересечения нагрузочной прямой меняется в зависимости от величины сдвига. Постоянство угла отсечки, выбранного оптимально, обеспе-

I_к чивает большой КПД и высокий уровень полезной

мощности Р₁ ГВВ с коллекторной модуляцией, ли-

нейность линии насыщения транзистора приводит к небольшим нелинейным искажениям в схеме. Однако надо иметь в виду, что этот способ АМ требует сравнительно большую мощность от мо- дулятора: Р_м = 0,5 m² P_нес, где Р_нес – мощность ГВВ

Рис. 5.13 в режиме несущей, т.е. при отсутствии модуляции. Коллекторная АМ обычно применяется в выходных каскадах передатчиков, чтобы иные каскады не вносили дополнительных нелинейностей. Модуляция изменением нагрузки ГВВ в транзисторных передатчиках практически не применяется из-за малых величин R_ое и практической невозможности получения больших значений m. В ламповых ГВВ, кроме сеточной и анодной АМ могут применяться способы модуляции по экранным и антидинатронным сеткам (тетроды, пентоды), т.е комбинированные способы АМ.
Схемы частотной модуляции

Способы получения частотной модуляции подразделяют на прямой способ получения ЧМ и косвенный способ.

При прямом способе под воздействием модулирующего сигнала (низкой частоты) изменяется частота настройки избирательной системы автогенератора путём подключения к ней управляемой реактивности, например, варикапа. В этом случае возможна глубокая модуляция частоты с произвольным значением индекса ЧМ – m_чм. Этот способ обладает существенным недостатком, связанным со снижением стабильности средней частоты f₀ автогенератора, что заставляет использовать АПЧ или ФПЧ для повышения стабильности.

При косвенном способе фазовая модуляция преобразуется в эквивалентную частотную. Поскольку ФМ осуществляется в усилителях колебаний задающего автогенератора, т.е. на проходе колебаний ЗГ, то сохраняется высокая стабильность средней частоты, т.к. автогенератор не подвергается никаким управлениям и может выполняться по схемам кварцованных АГ. Способ, однако, имеет тот недостаток, что трудно получить большую девиацию частоты и соответственно индекс ЧМ. Для увеличения девиации частоты применяют дальнейшее умножение частоты в промежуточных каскадах передатчика. Общие схемы угловой (частотной прямой и косвенной, и фазовой) модуляции приведены в Текстах лекций (часть I). Один из вариантов схемы прямого способа ЧМ представлен на рис. 5.14. На схеме показан автогенератор, собранный по схеме ёмкостной трёхточки (на транзисторе VT1). Избирательная система состоит их реактивных элементов С1, С2, L3. Ёмкость большой величины С3 служит для закорачивания на частоте генерации нижнего конца индуктивности L3 на базу.

Рис. 5.14

Модулирующий сигнал U_Ω подаётся на варикап VD, делитель на R1, R2 служит для установки рабочей точки варикапа, индуктивность L2 преграждает путь по высокой частоте на источник U_Ω. Ёмкость С_св соединяет варикап с реактивностью С1 избирательной системы АГ. Таким образом, ёмкость варикапа С_в подвергается модуляции сигналом U_Ω, тем самым меняет совокупную ёмкость избирательной системы АГ и, следовательно, частоту автогенератора. Соотношение, определяющее закон изменения С_в имеет вид:

С_в = С₀/(1 + m·sinΩt)^γ , (5.5)

где: С₀ – ёмкость варикапа в рабочей точке Е₀, задаваемое делителем R1, R2, U_Ω/ Е₀ = m – параметр глубины модуляции С_в, γ – коэффициент нелинейности, определяемый технологией изготовления варикапа, обычно γ = 1/2 (для сплавного p-n перехода) или 1/3 (для диффузионного перехода). Полагаем, что амплитуда высокочастотного колебания U_ω на варикапе значительно меньше, чем амплитуда U_Ω, т.е. U_ω/ U_Ω << 1. В этих условиях выражение для относительного изменения частоты АГ имеет вид:

Δω/ω₀ = р₀Rр_к / 2(1+p₀)(1 + p₀ + p_к) . (5.6)

В этом выражении: р₀ = С_св/С₀, р_к = С_св/С_к – коэффициенты связи (С_к – ёмкость контура АГ), а R – ряд:

R = A₀ + A₁sinΩt + A₂cos2Ωt + A₃sin3Ωt + ………..

Из (5.6) следует, что при прямом способе ЧМ с помощью варикапа имеет место относительное смещение частоты АГ по первой, второй, третьей и т.д. гармоникам модулирующего сигнала. При этом амплитуды смещений А_i определяются величинами m и γ, например, А₁ = mγ [1 + (γ – 1)(γ – 2)m²/8].

Коэффициент нелинейных искажений КНИ = /А₁. Расчет значений КНИ при γ=1/2 и γ=1/3 и для значений m = 1 и m = 0,4 показывает, что в ЧМ модуляторах следует применять варикапы с γ=1/2, так как в этом случае КНИ существенно меньше. Кроме того, для приемлемого значения КНИ необходимо выбирать не слишком глубокую модуляцию, т.е. m ≤ 0,5. Ограничения имеют место и для величины р₀, этот коэффициент связи должен удовлетворять значениям 0,3…0,7. Частотная модуляция может быть осуществлена и при кварцованном АГ, здесь не могут быть получены большие значения Δω_д, но обеспечивается высокая стабильность средней частоты ω₀. Перед тем, как рассмотреть косвенный способ ЧМ, рассмотрим сначала схему фазовой модуляции.

Суть работы схем фазовой модуляции состоит в использовании сдвига фазы вч-колебания за счёт сдвига фазочастотной характеристики (ФЧХ) колебательного контура относительно стабильного значения частоты ω₀ задающего автогенератора. Сдвиг ФЧХ достигается изменением частоты настройки колебательного контура модулирующим сигналом U_Ω. Сдвиг фазы Δφ связан с расстройкой Δω одиночного колебательного контура c добротностью контура Q как:

tg Δφ = - 2(Δω/ω₀)Q. (5.7)

При Δφ ≤ 0,5 можно считать, что Δφ ≈ -2(Δω/ω₀)Q , т.е. можно считать модуляцию фазы линейной относительно расстройки. Сама же расстройка осуществляется подключением варикапа к колебательному контуру, на варикап подаётся модулирующий сигнал. Поэтому результаты и выводы, изложенные в предыдущем параграфе нужно иметь в виду и здесь. При использовании линейной части ФЧХ индекс ФМ относительно невелик, увеличение его достигается за счёт применения последовательных звеньев – колебательных контуров, как это представлено на рис. 5.15.

Рис. 5.15

В этой схеме к усилителю (промежуточный каскад передатчика) подключена система связанных контуров, на ёмкость варикапов которых подаётся модулирующее напряжение сигнала U_Ω, колебательные контура связаны ёмкостями (вверху схемы). Колебание вч, сдвинутое по фазе в первом контуре, через ёмкость связи поступает на второй контур и сдвигается по фазе на такую же величину, что и в первом контуре. Третий контур сдвигает фазу вч-колебания ещё раз и т.д. На выходе схемы имеет место сдвиг по фазе Δφ_n = nΔφ = n [-2(Δω/ω₀)Q]. Этот сдвиг может достигать величин ±π.

Такая схема может применяться и для осуществления косвенного способа ЧМ. При этом входное колебание высокой частоты U_вх должно быть предварительно проинтегрировано (рис. 2.3б) в первой части лекций), т.е пропущено, например, через интегрирующую RC–цепочку с передаточной функцией К(р) = 1/ (1+Тp), где Т – постоянная времени RC-цепочки.

Если ТΩ_мин >> 1, то передаточная функция становится близкой к идеальной К(р) = 1/ Тp. Для устранения возникающей паразитной амплитудной модуляции при расстройке контуров применяют последующие каскады с амплитудным ограничением, например, каскады, работающие в ключевом режиме усиления.
Особенности схем однополосной модуляции

Структура схем с однополосной модуляцией рассмотрена в п. 2.4 первой части лекций. К особенностям этих схем следует отнести преобразования частот, обычно строящиеся на основе схем балансных модуляторов (БМ). Достоинством балансных модуляторов является существенное подавление поднесущих частот преобразования, что облегчает выделение одной из боковых полос БМ–колебания. На рис. 5.16 представлена простейшая, двухтактная схема БМ. На схеме: модулирующий сигнал подаётся на схему через модуляционный трансформатор (для передачи низких частот – с сердечником) Тр1. Модулирующий сигнал со вторичной обмотки подаётся в противофазе на диоды D1 и D2. Через высокочастотный трансформатор на диоды синфазно подаётся колебание поднесущей (или несущей) частоты. На выходном колебательном контуре выделяется двухполосный сигнал, без поднесущей, т.к. токи от неё текут противофазно в выходном контуре. Ёмкости С_б1, С_б2 блокируют Тр1 по частоте поднесущей.

Рис. 5.16

Колебание на выходе схемы имеет вид:

i_k = 2а₁U_Ωcos Ωt + а₂U_ωU_Ω [cos(ω₀ - Ω )t + cos(ω₀ + Ω )t], (5.8)

где: а₁, а₂ – коэффициенты разложения вольт-амперной характеристики диода в степенной ряд, U_ω и U_Ω – амплитуды поднесущего и модулирующего колебаний. Далее производится фильтрация одной из боковых полос, п. 2.4.

Для устранения части комбинационных составляющих на выходе БМ (они не показаны в (5.8)), применяют кольцевые схемы БМ, рис. 5.17.

Рис. 5.17

Схема состоит из двух простых БМ, работающих на общую нагрузку, схема является мостовой и подавляет нечётные гармоники частоты Ω, поднесущую частоту, боковые частоты, образованные чётными гармониками поднесущей частоты ω₀.

К особенностям передатчиков с ОМ относят также требование достаточной линейности усиления, сформированного однополосного сигнала в промежуточных и выходных каскадах передатчика. В маломощных каскадах используют линейный режим усиления, в выходных каскадах угол отсечки устанавливают меньшим 180 градусов и стабилизируют рабочую точку усилителя посредством постоянного и автоматического смещения (комбинированное смещение).

Здесь рассмотрены схемы импульсных модуляторов, применяемых обычно в импульсных радионавигационных и радиолокационных системах. Длительности импульсов в таких системах имеют длительность τ_и =0,1…2 мкс, с частотой повторения 50…5000 Гц. Импульсы характеризуются также импульсной мощностью Р_и вч-колебаний, средней мощностью Р_ср = Р_и /q, где q = Т/τ_и - скважность импульсов (Т–период повторения импульсов). Простейшими импульсными модуляторами могут служить, например, генераторы импульсных сигналов: блокинг-генераторы, мультивибраторы, импульсы которых или непосредственно воздействуют на схемы формирования вч-колебаний в передатчиках, либо предварительно усиливаются в импульсных усилителях. Такие ИМ имеют место в импульсных передатчиках небольшой импульсной мощности. В импульсных передатчиках средней и большой мощности применяются схемы ИМ с накопителями энергии: ИМ с частичным разрядом накопителя, ИМ с полным разрядом накопителя энергии. Первый тип ИМ применяется при импульсной мощности передатчика до 200…250 кВт, второй – при больших мощностях. Рассмотрим схемы этих модуляторов.

Е_п S C_н R_н

Рис. 5.18

За время между импульсами коммутации (коммутатор разомкнут) ёмкость С_н заряжается от источника питания по цепи Е_п, С_н, R_н, Е_п до напряжения, близкого к Е_п. Во время коммутации (коммутатор замкнут) на время длительности τ_и ёмкость С_н частично разряжается по цепи С_н, R _н, S, C_н. Ток разряда I₀ практически неизменен за время малой длительности импульса. Между импульсами коммутации С_н подзаряжается от Е_п вновь. Полярность напряжения на С_н: плюс – слева, минус – справа. Поэтому при разряде на нагрузке формируется импульсное напряжение отрицательной полярности. Техническая схема такого ИМ приведена на рис. 5.19.

Рис. 5.19

U_Cмакс U_Cмин

Рис. 5.20

Для нормальной работы схемы необходимо, чтобы постоянная времени цепи заряда τ_зар была примерно равной трети периода повторения импульсов Т_п, а постоянная времени цепи разряда τ_разр была значительно меньше длительности импульса τ_и. Следует отметить, что КПД процесса заряда в схеме определяется как:
КПД_зар = U_Cмакс/Е_а (1 – ΔU_C/2 U_Cмакс) (5.9)
и так как ΔU_C = (U_Cмакс - U_Cмин) << U_Cмакс = Е_а (примерно), то КПД_зар близок к 1. В вою очередь, КПД_разр = R_н / (R_н + R_i), где R_н – сопротивление нагрузки ИМ (магнетрона), R_i – сопротивление коммутатора (VL1). Так как эти сопротивления одного порядка, то КПД_разр относительно невелик, примерно, 50%. Поэтому такой ИМ целесообразно применять для модуляции в сравнительно маломощных передатчиках, не более 200…250 кВт в радиоимпульсе, генерируемом ГСВЧ.

Надо особо подчеркнуть, что длительность импульса в ИМ с частичным разрядом накопителя определяется импульсом, подаваемым на сетку модуляторной лампы (коммутатора) от подмодулятора. В схеме имеет место паразитная ёмкость С_п, которая вместе с индуктивностью L образует колебательный контур, что приводит к возникновению собственных затухающих колебаний по окончании импульса на выходе схемы. Индуктивность L вводится в схему для увеличения крутизны переднего фронта выходного импульса. Для гашения паразитных колебаний в схему вводится демпфирующий диод VD, который отпирается первым положительным полупериодом колебаний и своим малым внутренним сопротивлением шунтирует контур, что приводит к быстрому апериодическому затуханию колебаний. Подробный расчёт данного ИМ приведён, например, в [4].

В этой схеме накопительным элементом является формирующая длинная линия ФЛ с волновым сопротивлением ρ_л = R_н. Заряд линии производится от источника питания Е_п, разряд - после замыкания коммутатора S – происходит по цепи ФЛ, S, R_н, ФЛ за время τ_и =2L_л/v, где: L_л – длина линии, v – скорость распространения волны в линии. На практике вместо длинных линий используются формирующие накопительные двухполюсники в форме линий задержек с сосредоточенными параметрами элементов звеньев L и C.

Е_п S ФЛ R_н

Рис. 5.21

Число звеньев n_з определяется необходимой длительностью импульса τ_и и требуемой длительностью фронта импульса t_фр при разряде накопителя по формуле n_з = 0,57τ_и/t_фр. Подчеркнём, что параметры импульса полностью определяются формирующей линией во время её разряда. Задача коммутатора состоит только в замыкании цепи разряда. Техническая схема ИМ с полным разрядом накопителя изображена на рис. 5.22.

Рис. 5.22

В схеме: L_з – дроссель в цепи заряда накопительной, формирующей линии ИЛ, VD1 – диод, пропускающий только зарядный ток от источника питания, VL1 – коммутатор, использующий газоразрядную лампу – тиратрон, VD2 – защитный диод, гасящий паразитные выбросы напряжений, R_кС_к – согласующая цепочка, сглаживающая выбросы напряжения в начале импульса, причём R_к = ρ_л. В схеме используется резонансный процесс заряда линии, что снижает уровень напряжения источника питания почти в два раза относительно накопленного напряжения на линии. Резонансную цепь заряда образуют L_з и общая ёмкость линии С_л = τ_и / 2 ρ_л = n_зС, где С – ёмкость звена линии. Общая индуктивность линии L_л = τ_и ρ_л / 2 = n_зL, где L – индуктивность звена линии. Принцип работы схемы состоит в следующем.

Импульс запуска, поступающий от модулятора, является только импульсом поджига тиратрона. Внутреннее сопротивление тиратрона резко падает до единиц-долей Ома. Линия разряжается на нагрузку по цепи: ИЛ, тиратрон, первичная обмотка импульсного трансформатора, ИЛ. Линия полностью разряжена и тиратрон гаснет. Теперь начинается заряд линии по цепи: источник питания, L_з, VD1, ИЛ, первичная обмотка импульсного трансформатора, источник питания. Этот процесс происходит за время полупериода собственных колебаний резонансного контура Т/2 = π = Т_п, где Т_п – период повторения импульсов запуска. Линия при этом заряжается до напряжения, близкого к 2Е_п. В момент максимума напряжения происходит запуск модулятора, как изложено в начале этого абзаца.

Импульс разряда через вторичные обмотки импульсного трансформатора поступает на два зажима нити накала магнетрона, чтобы обеспечить нулевую разность потенциалов при подаче на нить высоковольтного напряжения модулирующего импульса. Это напряжение на практике достигает десятков и даже сотен киловольт. КПД_зар этого ИМ близок к 1, так как в формуле (5.9) величина ΔU_C = U_макс (разряд полный), а U_макс = 2Е (примерно). КПД_разр также высокий, так как внутреннее сопротивление газоразрядного прибора – тиратрона мало по сравнению с динамическим сопротивлением электронного прибора – магнетрона. Поэтому такой вид ИМ используется в импульсных передатчиках большой мощности.
Другие виды модуляции

Здесь приводятся схемы получения манипулированных колебаний высокой частоты: АМн, ЧМн, ФМн, рис. 5.23. На рис. 5.23а приведён пример схемы АМн. Высокочастотное колебание несущей частоты U_вх подаётся на вход (базу VT1) усилителя вч. Последовательно с U_вх на базу подаётся сигнал манипуляции, усиленный в УНЧ на транзисторе VT2, нагрузкой УНЧ служит резистор R1. Работой УНЧ управляет ключ манипуляции.

Рис. 5.23

На схеме рис. 5.23б приведён пример схемы ЧМн. На транзисторе VT1 собрана ёмкостная схема трёхточечного автогенератора с варикапом VD1, ёмкость которого меняется сигналом манипуляции U_вх.. Поскольку автогенератор работает в непрерывном режиме колебаний, то изменение частоты его колебаний происходит без разрыва фазы колебаний. Если же схему ЧМн строить на основе переключения выхода схемы к двум разным автогенераторам, работающим на разных частотах, то будет иметь место разрыв в фазе колебаний выходного сигнала. Это приводит к расширению спектра выходного сигнала.

На рис. 5.23в приведена схема устройства с ФМн. На трансформатор Тр1 поступает входной сигнал вч U_вх, модулирующий сигнал U_вхмн типа меандра (рис. 5.24) подаётся на средние точки обмоток Тр1 и Тр2. При положительном значении U_вхмн отпираются диоды VD1 и VD2, и сигнал вч U_вх передаётся через них на выходной Тр2 без изменения фазы. При отрицательном значении U_вхмн отпираются диоды VD3 и VD4 и фаза U_вх передаётся через них с изменением на 180^о.


Рис. 5.24