Преимущества и недостатки полевых транзисторов Прямоходовый пнн-преобразователь

Введение…………………………………………………………………………………….2

1. Преимущества и недостатки полевых транзисторов……………………………….2

1.1. Прямоходовый ПНН-преобразователь…………………………………….……………..8

1.2. ПНН-конфигурация с фиксацией напряжения…………………………………………..9

1.3. ПНН-полумост…………………………………………………………………………..…..9

1.4. ПНН-мост…………………………………………………………………………………..10

1.5. Полумостовой высокочастотный преобразователь напряжения (ВИН) с резонансным переключением…………………………………………………………………………….….10

2. Примеры реализации Инвертор напряжения………………………………………….…17

3. Для нерезонансного инвертора напряжения……………………………………………...18

4. Для резонансного инвертора напряжения………………………………………………19

5. Тиристорное пусковое устройство (ТПУ) или тиристорный контактор (ТК)…………20

6. Микроконтроллеры…………………………………………………………………………20

7. Драйверы………………………………………………………………………………….…29

"Мягкая" коммутация происходит при нулевом токе или напряжении, что уменьшает коммутационные перенапряжения и потери, и использует резонанс между индуктивным элементом и конденсатором для создания условий переключения по току и напряжению. Основная идея - разделение по времени переходного процесса напряжения и тока и минимизации времени их перекрытия для снижения коммутационных потерь.

Устройства с "мягкой" коммутацией стоят значительно выше устройств с "жесткой". Допустим, что требуется коммутатор для инвертора напряжения в устройстве привода двигателя. Из двух способов коммутации "мягкая" требует более высоких значении тока, а в нуле напряжении - более высокого напряжения. Повышенные токи требуют большего размера кристалла, а высокие напряжения - высокой области проводимости в полупроводнике, поэтому стоимость устройств с "мягкой" коммутацией выше (до 2-х раз) при том же назначении устройства.

Преимущество "мягкой" коммутации - меньшие коммутационные потери плюс значительное уменьшение изменений значений тока и напряжения при переключениях. "Жесткая" коммутация чувствительна к паразитным элементам (индуктивностям), при "мягкой" сильнее влияют на цепь паразитные элементы основного контура. Поэтому даже при "мягкой" коммутации цепь чувствительна к реактивным элементам основного контура и это может вызвать высокочастотные наводки, что отражается на форме тока ключа, особенно в преобразователях с коммутацией при нулевом токе. Это ухудшает электромагнитную совместимость. Паразитные контуры уменьшают скорость спада тока при выключении, увеличивают коммутационные потери, снижают скорость коммутации, особенно в преобразователях с коммутацией в нуле напряжения.

"Жесткая" коммутация проще и дешевле "мягкой", но имеет недостатки: при миниатюризации оборудования с высоким КПД, когда нежелателен излишний нагрев от переключении. В отличие от "мягкой", "жесткая" коммутация консервативна по топологии, стоимости, простоте и надежности. В ряде схем (источники питания компьютеров, систем связи, электропривод) широко применяется смешанный способ. Он является компромиссным и называется "коммутация с переходом через нуль напряжения" и является переходным между "мягкой" коммутацией при нулевом напряжении и "жесткой": коммутация обеспечивается при нулевом напряжении дополнительными цепями, а не полным резонансным контуром. Например, в MOSFET диод проводит ток, когда транзистор открывается. Проводимость диода влияет на конструкцию основного ключа, на функциональные возможности и надежность.
1. Преимущества и недостатки полевых транзисторов.

Полевые транзисторы сегодня широко используются во всех обла­стях электронной техники — в усилителях, передающих устройствах, приемниках, аналоговых и цифровых микросхемах. Создано много разновидностей полевых транзисторов, разработана теоретическая расчетная база. Нас, как разработчиков импульсной техники, интере­суют мощные полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET).

Чем принципиально MOSFET отличается от биполярного транзи­стора? Биполярный транзистор — токовый прибор. То есть управление им осуществляется при помощи тока, подаваемо­го в базу. Полевой транзистор внешне очень похож на транзистор би­полярный. Он имеет три электрода, такой же корпус, однако уже само название электродов говорит о том, что это другой тип силового при­бора. Управление транзистором осуществляется через затвор, кото­рый намеренно изолирован от силового р-n перехода тонким слоем окисла, следовательно, сопротивление постоянному току цепи управ­ления очень велико. Условное обозначение транзисторов MOSFET показано на рис. 1.

Полевой транзистор — не токовый, а потенциаль­ный прибор. Для того чтобы перевести транзистор из открытого со­стояния в закрытое и наоборот, нужно приложить к затвору, относи-

Рисунок1- Условное обозначение транзисторов MOSFET.

тельно истока, напряжение. При этом ток в цепи затвора практически отсутствует: транзистору не нужен ток. Поддержание открытого со­стояния осуществляется электрическим полем. В дальнейшем мы узнаем, что в момент открытия или закрытия ток в цепи затвора все же течет, но этот процесс занимает очень незначительный промежуток времени.

Первое преимущество полевого транзистора очевидно: поскольку он управляется не током, а напряжением (электрическим полем), это значительно упрощает схему и снижает затрачиваемую на управление мощность.

Второе преимущество полевого транзистора можно обнаружить, если вспомнить, что в биполярном транзисторе, помимо основных но­сителей тока, существуют также и неосновные, которые прибор «на­бирает», благодаря току базы. С наличием неосновных носителей свя­зано хорошо нам знакомое время рассасываний, что в конечном ито­ге обуславливает задержку выключения транзистора. В полевых транзисторах нет неосновных носителей, поэтому они могут пере­ключаться с гораздо более высокой скоростью.

Третье преимущество обусловлено повышенной теплоустойчи­востью. Рост температуры полевого транзистора при подаче на него напряжения приведет, согласно закону Ома, к увеличению сопротив­ления открытого транзистора и, соответственно, к уменьшению тока. Поведение биполярного транзистора более сложно, повышение его температуры ведет к увеличению тока. Это означает, что биполярные транзисторы не являются термоустойчивыми приборами. В них мо­жет возникнуть очень опасный саморазогрев, который легко выводит транзистор из строя. Термоустойчивость полевого транзистора помогает разработчику при параллельном соединении приборов для увеличения нагрузочной способности. Можно включать параллельно достаточно большое число MOSFEТов без выравнивающих резисторов в силовых цепях и при этом не опасаться рассимметрирования токов, что очень опасно для биполярных транзисторов. Однако параллельное соединение полевых транзисторов тоже имеет свои особенности, и об этом мы поговорим чуть позже.

Последнее преимущество полевого транзистора связано с его тепловыми свойствами — полное отсутствие вторичного пробоя. Это преимущество позволяет эффективнее использовать полевой транзистор по передаваемой мощности. На рис.2 обозначены области безопасной работы мощного биполярного и полевого транзисторов, максимальные токи и напряжения которых выбраны примерно одинаковыми.

Рисунок 2- Сравнительная характеристика областей безопасной работы полевого и биполярного транзисторов.

Не следует думать, что полевой транзистор является идеальным ключевым прибором. Это далеко не так. Правильное применение полевых транзисторов имеет свои особенности, свои «подводные камни», которые разработчик обязан хорошо знать.

Во-первых, полевой транзистор в открытом состоянии имеет, пусть небольшое, но все же активное сопротивление. Это сопротивление мало только у транзисторов с допустимым напряжением «сток-исток» не более 250—300 В, то есть составляет десятки милли-ом. Далее, с повышением допустимого напряжения «сток-исток», наблюдается значительный рост сопротивления в открытом состоянии. Это обстоятельство заставляет разработчика соединять приборы параллельно, ограничивать мощность, приходящуюся на один транзистор, то есть работать «с недогрузкой», тщательно прорабатывать теп­ловой режим.

Второй недостаток полевого транзистора связан с технологией его изготовления. До настоящего времени технологически не удается из­готовить мощный полевой транзистор без некоторых паразитных эле­ментов, одним из которых является паразитный биполярный транзи­стор, который показан на рис. 3.


Рисунок 3- Паразитные элементы в составе полевого транзистора.

В 1997 году фирма International Rectifier предприняла попытку ис­ключить влияние паразитного элемента посредством управления его свойствами на стадии изготовления. Фирме удалось создать приборы, которые почти не чувствуют наличие паразитных эффектов, но допу­стимое напряжение «сток-исток» у разработанных транзисторов пока не превышает 100 В. Надеемся, что стремительное развитие силовой элементной базы в ближайшее время изменит ситуацию.

Итак, паразитный биполярный транзистор оказывается включен­ным параллельно силовым электродам полезного полевого транзисто­ра. База биполярного транзистора подключена к технологическому основанию, на котором расположен р-n переход (называется это осно­вание подложкой). Между подложкой и истоком есть некоторое оми­ческое сопротивление R , между подложкой и стоком — паразитный конденсатор С. Емкость этого конденсатора, к счастью, невелика. Для включения паразитного транзистора может оказаться достаточ­ным быстрый спад или рост напряжения «сток-исток», например, при коммутации токов большой величины. Чем это грозит для транзисто­ра? В тот момент, когда мы считаем транзистор закрытым, он вновь открывается, что легко может вывести схему из строя.

Для обеспечения нормальной работы полевого транзистора необходимо исключить 'паразитный транзистор. Подключив на стадии изготовления технологической проводящей перемычкой подложку к истоку, мы значительно ослабим влияние этого элемента. Данная связь отражена в условном обозначении MOSFET стрелочкой. Таким простым методом гарантированно исключается опасность неконтролируемого поведения паразитного элемента.

К сожалению, вред от наличия паразитного элемента полностью исключить не удается. Модель биполярного транзистора, состоящую из двух диодов. В результате подключения подложки к истоку в транзисторе появляется паразитный антипараллельный диод VD, образованный переходом «база-эмиттep». Параметры этого диода производители элементной базы стремятся контролировать, однако подавляющее большинство выпускаемых на сегодняшний день полевых транзисторов имеют диоды с достаточно большим временем обратного восстановления. Про существование антипараллельного диода можно забыть, когда разрабатывается источник на базе так называемой однотактной схемы. Однако не учитывать влияние диода в двухтактных схемах нельзя.

Потери на переключение вызваны тем, что переход от включенного состояния транзистора к выключенному и обратно происходит не мгновенно, а в течение определенного, пусть даже малого, времени. Во время переключения рабочая точка транзистора находится в активной области выходных характеристик (рис.4) В идеале переключение транзистора следовало бы проводить по траектории 1. Например, для перевода транзистора из выключенного состояния (точка В) во включенное (точка А), следует сначала при нулевом токе уменьшить

Рисунок 4-Выходная характеристика БТ.

паразитных, емкостей переключения может происходить по траектории 2. При этом на транзисторе выделяется значительная электрическая мощность, преобразующаяся в тепло.

Таким образом, для уменьшения потерь на переключение следует открывать транзистор, когда напряжение на нем равно нулю, а закрывать при нулевом токе. Эти режимы могут иметь место при резонансных колебаниях в цепях с ключами.

Известно, что ток в индуктивности не может изменяться скач­ком, как и напряжение на емкости. Поэтому очевидны преиму­щества совместного использования с ключом реактора и конденса­тора, включенных соответствующим образом, как показано на рис.5, и называемых резонансным ключом. Из них образуется резонансный контур, собственная частота которого определит ско­рости изменения напряжения и тока ключа и, главное, разнесет во времени максимумы тока и напряжения ключа, что резко умень­шит потери при переключении ключа. Это позволяет поднять, как правило, на один-два порядка предельную частоту коммутации вентилей. Нужно только учесть, что коэффициент формы у сину­соидальной полуволны тока больше, чем у прямоугольного им­пульса тока. В результате при одном и том же среднем значении тока, являющемся полезной составляющей в преобразователях по­стоянного напряжения, большее действующее значение импульсов тока вентилей будет вызывать увеличение составляющей потерь в элементах цепи от такого тока.

Рискнок 5-Схемы ключей: а)при нулевом токе; б)при нулевом напряжении.

Схемы ключей, представленные на рис.5, а, обеспечивают включение и выключение вентилей при нулевом токе, а схемы на рис.5, б - включение и выключение вентилей при нулевом на­пряжении. Двухполюсные схемы резонансных ключей на рис. 5(слева) прямо заменяют ключи в широтно-импульсных преобразователях постоянного напряжения. Трехполюсные схемы резонансных ключей на рис. 5(справа) заменяют ключи в ШИП так, что их третий полюс (с емкостью) попадает на общую шину питания или выхода.

Таким образом, в соответствии с двумя типами резонансных ключей различают два типа

широтно-импульсных преобразователей:

- квазирезонансные преобразователи с переключением при нулевом токе;

- квазирезонансные преобразователи с переключением при нулевом напряжении.


Рисунок 6-Упрощенная схема ПНТ-преобразователя.

Упрощенная схема резонансного пре­образователя, работающего при нуле­вом токе переключения (так называе­мый ПНТ-преобразователь), показана на рис.6 Этот узел является резонан­сным вариантом прямоходового преоб­разователя. Здесь простой ключ заме­нен резонансным ключом, состоящим из компонентов VT1, L_R , C_R. В принципе, в качестве резонансной индуктивности может использоваться индуктив­ность рассеяния трансформатора. Пусть первоначально транзистор VT1 закрыт. Выходной ток течет за счет энергии, запасенной в дросселе выход­ного фильтра L1 через диод VD3. В не­который момент времени, определяе­мый узлом управления, ключ VT1 открывается. Колебательный контур, катушкой L_R и конденса­тором C_R, начинает получать энергию. Заряд конденсатора C_R и последующий его разряд будут происходить по зако­ну, близкому к синусоидальному, с ча­стотой, равной резонансной частоте контура L_RC_R. Одновременно

ток в ка­тушке L_R также будет изменяться по синусоидальному закону — вначале увеличиваться, затем уменьшаться. Когда этот ток уменьшится до нуля, нужно закрыть ключ. При этом диод VD1 предотвращает обратный ток че­рез паразитный диод МОП-транзисто­ра, который мог бы быть вызван продолжающимся резонансным процессом.

Когда ток в катушке L_R становится рав­ным нулю, выходной ток течет через дроссель L1, диод VD2 и конденсатор C_R, который быстро разряжается. Как толь­ко он разряжается до нуля, открывается диод VD3. На этом один резонансный цикл заканчивается, и с открыванием транзистора VT1 начинается следующий цикл. Так как транзистор открывается и закрывается при нулевом токе, потери на переключения будут минимальны. В свя­зи с тем, что переход тока от диода VD2 к диоду VD3 и обратно замедлен присут­ствием индуктивности L1 и емкости C_R, потери энергии будут снижены и в диодах. Уменьшаются также скорости нара­стания токов и напряжений, что способ­ствует снижению уровней электромагнит­ных помех и перегрузки компонентов.

В
Рис.2
рассмотренном устройстве пере­ключение силового транзистора проис­ходит при нулевом токе. Существуют также устройства, в которых транзис­тор переключается при нулевом напря­жении (ПНН-преобразователи). Преоб­разователи первого типа лучше подхо­дят для сетевых источников питания с повышенным питающим напряжением; второго типа — для стабилизаторов постоянного тока с более низким на­пряжением питания. Схема простейше­го ПНН-преобразователя представле­на на рис. 7, а. Как видно, это простой однотактный понижающий преобразо­ватель. В конце открытого состояния ключа (МОП-транзистор VT1) конден­сатор резонансного контура C_R разря­жен, а ток катушки резонансного кон­тура L_R равен выходному току (пола­гаем выходной ток постоянным). При закрывании ключа открывается диод VD1 и начинается колебательный пе­реходный процесс заряда конденсато­ра C_R током катушки L_R, причем, если пренебречь потерями, то можно считать, что этому процессу отвечает дифференциальное уравнение,
(1)

решение, которого представляет собой синусоиду.Начальная фаза напряжения сток-исток транзистора (оно же напряжение на конденсаторе) равна нулю (рис. 7 б), а тока в катушке — 90^с.

Рисунок 7- а) Схема простейшего ПНН- преобразователя ; б) Графики измене­ний напряжений и токов во времени.

Рис.3
По прошествии времени, равного полови­не периода собственных колебаний ре­зонансного контура L_RC_R, , напряжение на ключе вновь достигает нуля. В этот момент следует подать отпирающий Сигнал на затвор транзистора. Таким образом, выключение и включение клю­ча происходит при нулевом напряжении. Примечательно, что при отпирании клю­ча последний не сразу перехватывает весь ток у диода. Этот процесс имеет заметную длительность, что снижает потери в диоде.

Методика переключения при нулевом напряжении применима ко всем основ­ным способам импульсного преобразо­вания электрического тока: к понижаю­щим, повышающим и инвертирующим преобразователям, а также прямоходовым, обратноходовым, полумостовым и мостовым инверторам.

Д
Рис.3
остоинства ПНН:

• 
  токи не превышают значений соот­ветствующих токов обычного преобразователя;
  
• 
  пониженная мощность управления ключом (нет эффекта Миллера).
  Недостатки ПНН:
  
• 
  повышенное значение максимально­го напряжения на закрытом одиноч­ном ключе;
  
• 
  частота преобразования обратно про­порциональна току нагрузки.
  П
  Рис.3
  рямоходовый ПНН-преобразователь. Однотранзисторный прямоходовый преобразователь может быть легко кон­фигурирован для ПНН-управления добав­лением резонансного конденсатора па­раллельно ключу (рис. 8, а). Так же, как и в предыдущем устройстве, напряжение на ключевом транзисторе увеличено из-за резонансных процессов. Трансформа­тор может быть изготовлен так, чтобы ин­дуктивность намагничивания первичной обмотки равнялась необходимой резо­нансной индуктивности. Графики измене­ний напряжений и токов во времени пред­ставлены на рис. 8б
  

б)
Рисунок 8-) Прямоходовой ПНН-преобразователь; б) Графики измене­ний напряжений и токов во времени.

а)

б)

Рисунок 9-а) Схема полумостового резонансного ПНН-преобразователя ; б) Графики измене­ний напряжений и токов во времени.

Анализ начинается с момента t₀, когда закрывается транзистор VT_A. Транзистор VT_B пока также закрыт. В последователь­ном резонансном контуре возбуждаются колебания, описываемые

уравнением (1).

Верхний конденсатор C_R/2 заряжается, а нижний — разряжается. Когда напряже­ние сток-исток транзистора БT_A достиг­нет величины U_BX (t = t₂), откроется диод VD_B и резонансный процесс закончится (рис. 9, б). Напряжение U_{DS A} будет за­фиксировано на уровне U_BX,~a U_{DS B} ста­нет равным нулю. Если на интервале t₂ < t < t₃ транзистор БT_B не откроется, то энергия, запасенная в катушке L_R, за счет которой диод VD_B поддерживается в открытом состоянии, будет исчерпана и резонансный процесс возобновится. При этом напряжение U_{DS B} будет уве­личиваться и открывание "транзистора VT_B произойдет при ненулевом напряже­нии сток-исток.

Таким образом, включение очередно­го транзистора должно происходить на интервале t₂ < t < t₃. Следствия этого об­стоятельства печальны. Во-первых, ди­апазон стабилизации по входному на­пряжению довольно узок, а во-вторых, допустимые изменения тока в первичной обмотке трансформатора (а, стало быть, и выходного тока преобразователя) так­же невелики. Это ограничивает приме­нение мостовых резонансных инверто­ров с фиксацией напряжения на закрытом ключе в импульсных источни­ках постоянного тока.

Рисунок 10-Схема ПНН-мост.

где Кз= tи/Т — коэффици­ент заполнения импульсов и п = W2/W1- коэффици­ент трансформации TV.

Рисунок12- Осциллограммы управляющих напряжений.

Рисунок11- Электрическая схема полумостового ВПН.

— выходные емкости транзисторов равны CI = С2 = Ст;

— за­кон изме­нения то­ка транзи­стора на этапе вы­ключения принимается линейным.

Процесс выключения транзистора БT2 и включения транзистора БT1 можно разбить на три вре­менных интервала: спад; тока транзистора БT2; за­ряда выходной емкости транзистора постоянным током; резонансного заря­да выходной емкости транзистора. Эквивалент­ная схема ВП Н для первых двух интервалов с уче­том принятых допуще­ний приведена на рис.13. Соответствую­щие временные диа­граммы токов в ВПН даны на рис.15.

Генератор тока iт, действует только на первом интервале. В момент оконча­ния времени спада то­ка напряжение на ем­кости С2 равно:

Uc2(tc)=Iµ0 *tc/ (4Cт)(3)

где tc—время спада тока транзистора. Мощность, рассеиваемая в транзи­сторе БT2 при выключении, составляет P_b=I₂*µ0*t²_c*f/(48C_T), где f- частота преобразования.

Начальные условия для второго интервала определяются выражением (3). Поскольку условие его окончания

Uc2=Uc1, время окончания второго интервала t1, определяется как

(4)





Рисунок13- Эквивалентная схема ВПН на этапах спада тока транзистора и заряда ёмкости постоянным током.

Рисунок15- Временные диаграммы токов в ВПН.

В момент окончания времени пе­резаряда t2: Uc(t)=Un+Uc.

Если вся энергия, накопленная в индуктивности, израсходована на пе­резаряд емкостей, условие обеспече­ния режима переключения при нуле напряжения имеет вид ΔIµ (5)

Время задержки, на которое необ­ходимо настраивать схему управле­ния, определяется как

tз=t1+t2+tс=tc/2+4UcCт/ ΔIµ+(6)

Анализ процесса выключения транзистора БTI и включения тран­зистора БT2 аналогичен рассмот­ренному выше с той лишь разницей, что начальное значение тока тран­зистора

Iт0= ΔIµ /2 + 2I’н , а интервал заряда емкости С1 постоянным то­ком закончится в момент, когда Uc1=Un. Очевидно, что в этом слу­чае время второго и третьего интер­валов меньше, и условие режима пе­реключения при нуле напряжения будет выполняться.

Максимальное значение коэффи­циента заполнения импульсов целе­сообразно определять из условия, при котором напряжение, прикладывае­мое к транзисторам и выпрямитель­ным диодам при минимальном вход­ном напряжении, равно соответству­ющему напряжению при максималь­ном входном напряжении.

В результате (7)
В случае выбора Кпmax по выраже­нию (7) напряжение, прикладывае­мое к транзисторам и выпрямитель­ным диодам, будет минимально возможным. Действующее значение тока через транзистор БT1 (рис.1) за­висит от соотношения ΔIµ + I’н . Пренебрегая изменением К3, связанным с временем задержки, и обозна­чив b= ΔIµ /I’н с использованием диаграммы на рис.4, получаем

I_БТ1= I’н (8)

Поскольку действующее значение тока через транзистор в эквивалентном однотактном ВПН с прямым включе­нием выпрямительного диода равно

I_ОПНД=2 I’н(9)

то отношение

I_Д = I_БТ1 /I_ОПНД(10)

показывает, во сколько раз при разли­чных значениях b действующее значе­ние тока через транзистор в рассмат­риваемом ВПН больше, чем в тради­ционном однотактном. Соответствен­но отношение потерь в транзисторе в состоянии проводимости равно

(11)

В табл. 1 приведены численные зна­чения выражений (10) и (11) для разли­чных b.

Таблица 1. Численные значения Ia n Рпот для различных b

b	0	1	1,5	2,0	2,5	3,0	3,5	4,0
Ia	1	1,001	1,023	1,041	1,063	1,09	1,12	1,155
Рпот	1	1,02	1,047	1,083	1,13	1,188	1,255	1,333

Действующее значение тока в перви­чной обмотке трансформатора равно:

I_ЗД =2 I’н (12)

В табл. 2 приведены нормализо­ванные значения действующего тока в первичной обмотке и его квадрата к соответствующим значениям токов в однотактном ВПН (9) в зависимости от b для Кз = 0,7. Действующее значение тока через транзистор VT2 (рис.15): IБТ2Д=2I’н (13)

Таблица 2. Нормализованные значения деиствующего тока

в первичной обмотке и его квадрата к соответствующим значениям токов в однотактном ВПН в зависимости от показаля Кз = 0.7

Максимальная амплитуда пульса­ции напряжения на конденсаторе С [3]:

Используя приведенные соотно­шения, можно предложить следую­щую методику расчета полумостового ВПН с резонансным переключением. 1. Исходные данные: ,Uп,Pп,fc,Cт.

2.Определение Кзmax и Кзmin по выражениям (2) и (7).

3. Исходя из условия

определяется требуемое значение индуктивности рассеяния.

Из условия (5) определяется необходимое значение ΔIµ

Производится оценка увеличения потерь в транзисторе по выражениям (8), (II). Если величина потерь непри­емлема, необходимо увеличить требуемую индуктивность рассеяния, чтобы получить приемлемое значение ΔIµ

По известным соотношениям для преобразователя, значению ΔIµ, полу­ченному в п.4, и с использованием выражения (12) производится расчет трансформатора.

Определяется индуктивность рассеяния трансформатора. Если ее значение меньше определенного в п.З или 5, устанавливается дополнитель­ная катушка индуктивности в первич­ной либо вторичной цепи. Если значение индуктивности больше требуе­мого, необходимо принять известные меры к ее уменьшению либо произве­сти перерасчет трансформатора и ВПН на более низкую частоту преобразования перенапряжений. (Следует помнить, что под индуктивностью рассеяния трансформатора понимается сумма индуктивностей рассеяния первичной обмотки и пересчитанной индуктивности рассеяния вторичной обмотки.)

По выражению (6) определяется время задержки t,Ha которое необходимо настроить cxeмy управления Дальнейший расчёт производится по известным методикам.

Используя предложенную методику, специалисты АО "МПП-Ирбис" разработали ряд преобразователей постоянного напряжения в постоянное с выходной мощностью 300 Вт

Результаты эксплуатации достаточно больших партий устройств под твердили обоснованность принятых при анализе допущении. В ОА налажено серийное производство модулей питания типа МПК300 со следующими основными техническими характеристиками:

Габаритные размеры, мм 151x9x24

Входное напряжение, В 260-340
Температура окр. среды °С -40 … 70

Типовая принципиальная электрическая схема преобразователя приведена на рис.16

Характеристики модификаций МПК 300 приведены в табл.3.

Таблица 3. Характеристики модификаций МПКЗОО

Рисунок16- Электрическая схема преобразователя типа МПК300.

Входное напряжение через фильтр Ф поступает на силовую часть преобразователя (БTI, БT2, БV, ТА), и через резистор R1 начинается заряд конденсатора запуска С1. При достижении напряжения на C1 уровня 14В срабатывает пороговое устройство УЗ, которое соединяет все устройства схемы управления со вспомогательным источником питания (W4, VD4, С1). От ЗГ на вход Ш И М подается напряжение прямоугольной формы, ШИМ изменяет коэффициент заполнения импульсов Кз от 0 до максимального по сигналу схемы обратной связи (ОУЗ, D1.1) или при срабатывании первой ступени схемы защиты от перегрузок по току (ТА,ОУ1) Значение Кзmax устанавливается параметрически с достаточно высокой точностью (±5%) что позволяет наиболее эффективно использовать силовые транзисторы БT1, БT2 по допустимому напряжению стока. Устройство формирования задержки ФЗ на включение силовых транзисторов обеспечивает временной интервал, значение которого рассчитывается по соотношению (6). Фазоинвертор ФИ не только инвертирует импульсы управления для силовых транзисторов, но и обеспечивает гальваническую развязку цепи затвора транзистора БT1 и схемы управления. На элементе ОУ2 выполнена вторая ступень схемы защиты по току нагрузки. Ее необходимость обусловлена наличием конечного значения времени задержки распространения сигнала от датчика тока ТА до затворов транзисторов БT1, БT2 при работе через ШИМ первой ступени защиты. Вторая ступень защиты переводит преобразователь в режим перезапуска при значениях тока нагрузки более 1,5 Iном (рис.17). Схема, выполнен­ная на элементе ОУ4, обеспечивает защиту нагрузки от перенапряжений и в случае выхода из строя основного контура обратной связи.

На рис.18 приведены типовые зависимости КПД преобразователя от тока нагрузки для различных модификаций устройства.

Рисунок17- Типовая нагрузочная характеристика.

Конструктивно преобразователь выполнен в виде функционально законченного модуля, залитого компаундом (рис.19). Все элементы схемы управления смонтирова­ны на одной двухсторонней печатной плате с применением технологии поверхностного монтажа. Тепловыделяющие элементы (БT1, БT2, TV, VD2) имеют хороший теплопроводящий контакт с алюминиевым основанием корпуса. В сочетании с теплопроводящим силиконовым компаундом это позволяет минимизировать градиент температуры в конструкции и легко увеличивать теплоотводящую поверхность, устанавливая на основании преобразователя дополнительные радиаторы. При работе на полную мощность без дополнительных средств охлаждения и температуре окружающей среды 25 С температура корпуса модуля-МПК300 равна 85"С.

Блоки питания МПК300, произво­димые "МП П - Ирбис ", поставляют не более чем десяти предприятиям Рос­сии. На сегодня произведено и поста­влено несколько сотен блоков пита­ния. Они хорошо зарекомендовали себя при эксплуатации в серийных и опытных образцах функциональной аппаратуры. По оценке ассоциации "Электропитание", основанной на анализе публикаций, а также инфор­мации, полученной на конферен­циях, семинарах, выставках и из ката­логов ведущих фирм мира, эти блоки питания превосходят другие отечественные разработки и соответствуют уровню лучших зарубежных аналогов.

Рисунок19- Модуль МПК300Н.

Снижение коммутационных потерь в силовых транзисторах инверторов вторичных источников питания с высокочастотным промежуточным преобразованием является очень важной задачей, решение которой позволяет не только увеличить КПД преобразователя и, как следствие, повысить загрузку силовых транзисторов, но и в целом улучшить массо-габаритные показатели и уменьшить стоимость. Одним из основных типов инверторов, используемых в мощных источниках питания (более 5кВт), является. Инвертор напряжения относится к классу инверторов с открытым входом, т.е. не имеет индуктивности на входе. Отсутствие такого дросселя существенно улучшает массо-габаритные показатели преобразователя. Инверторы напряжения условно можно разделить на нерезонансные [5] и резонансные [6]. Отличие их заключается в наличии или отсутствии резонансной цепи в нагрузочном контуре инвертора. Достоинство резонансных инверторов заключается в том, что в таких инверторах значительно проще обеспечить режим работы силовых транзисторов с минимальными коммутационными потерями в широком диапазоне регулирования выходной мощности (тока, напряжения). Для достижения минимальности коммутационных потерь необходимо обеспечение “мягкой” коммутации транзисторов, т.е. коммутации при нулевом напряжении (ZVS – zero voltage switching) или при нулевом токе (ZCS – zero current switching). Это может достигаться двумя путями. Первый из них предполагает совершенствование самой транзисторной ячейки и цепей ее управления путем подключения к силовому транзистору вспомогательных цепей для повышения скорости переключения и обеспечения “мягкой” коммутации [2, 3]. Второй путь связан с выбором благоприятного момента для переключения транзисторов, причем переключение тока с одной транзисторной ячейки на другую организуется как единый оптимальный процесс [1]. Для инверторов напряжения, возможно, использовать оба эти способа.

Существует два основных способа регулирования в таких инверторах. Это широтно-импульсный и частотный методы регулирования. Первый, как правило, используется в нерезонансных инверторах напряжения, а второй, в резонансных. От способа регулирования также сильно зависит возможность сохранения режима “мягкой” коммутации транзисторов во всем диапазоне изменения выходной мощности.

Для исследования коммутационных процессов в резонансных и нерезонансных инверторах напряжения созданы две расчетные схемы (рис.20). Исследование проводилось с помощью программы Pspice. На рис.20. показаны полумостовой нерезонансный и резонансный инверторы напряжения. В качестве силовых транзисторов используются IGBT-модули фирмы International Rectifier GA100TS120U (Ic=100A, Uce=1200В). Это один из самых быстрых IGBT в своем классе. Оба инвертора согласованы на максимальную выходную мощность около 10кВт и имеют рабочую частоту 100кГц. В нерезонансном инверторе напряжения используется широтно-импульсный способ регулирования выходной мощности, а в резонансном инверторе частотный. Для резонансного инвертора напряжения с частотным регулированием максимальная выходная мощность обеспечивается на частоте 100кГц. Нагрузкой обоих инверторов является эквивалентная цепь, не учитывающая параметры трансформатора, выпрямителя и фильтра.

Рисунок 20- Нерезонансный (а) и резонансный (б) инверторы напряжения

Рассмотрим теперь подробнее процессы коммутации в нерезонансном и резонансном инверторах напряжения.

3. Для нерезонансного инвертора напряжения.

Ток через транзистор нарастает по экспоненте. Время нарастания тока до максимума через силовой транзистор зависит от индуктивности LH и сопротивления RH контура нагрузки. Чрезмерное увеличение индуктивности приводит к необоснованному увеличению реактивной мощности.Выключение силовых транзисторов Z1, Z2 происходит на максимальном токе, если длительность импульса управления транзистором больше времени нарастания тока. При выключении транзистора, ток нагрузочного контура начинает течь через обратный диод противоположенного транзистора. Так, если мы выключаем транзистор Z1, ток начинает течь через обратный диод транзистора Z2.Время протекания тока через обратный диод - это тот интервал времени, когда включение транзистора происходит без коммутационных потерь. Так как выключения силового транзистора в полумостовом нерезонансном инверторе напряжения происходит на максимальном токе, для уменьшения коммутационных потерь на выключение можно использовать демпфирующие C или RC – цепи, которые устанавливаются параллельно каждому силовому транзистору. При выключении силового транзистора, ток делится между внутренней емкостью транзистора и емкостью конденсатора демпфирующей цепи, уменьшая при этом скорость нарастания напряжения на приборе (dU/dt) и, таким образом, обеспечивая уменьшение коммутационных потерь на выключение транзистора. Выбирать величину демпфирующих конденсаторов необходимо исходя из времени выключения силовых транзисторов. Время полного спада тока при выключении силового транзистора toff составляет приблизительно 1.2мкс, что является достаточно большим.

Следует учитывать, что установка демпфирующих цепей приводит к уменьшению времени протекания тока через обратный диод силового транзистора, тогда как для обеспечения мягкой коммутации силового транзистора необходимо включать его, когда на нем нулевое напряжение, то есть когда течет ток через его обратный диод.

Даже не учитывая влияния демпфирующих конденсаторов, диапазон регулирования выходной мощности инвертора при сохранении мягкой коммутации силовых транзисторов минимален.

Решить эту проблему позволяют активные демпфирующие цепи, которые находят все более широкое применение в нерезонансных инверторах напряжения.

4. Для резонансного инвертора напряжения.

В резонансных инверторах напряжения, чтобы обеспечить минимум коммутационных потерь необходимо, чтобы коммутация происходила в момент, когда ток выключаемых транзисторов близок к нулю, т.е. в момент близкий к переходу через нуль тока нагрузочной диагонали. При этом возможны два варианта: коммутация происходит до перехода тока нагрузочной диагонали через нуль (индуктивная реакция нагрузочной диагонали) и коммутация происходит после перехода тока через нуль (емкостная реакция).

При емкостном характере нагрузки (частота управления инвертора ниже собственной частоты нагрузочного контура) выключение транзисторов происходит без потерь, так как в это время уже проводят их встречные диоды и, следовательно, ток и напряжение самих транзисторов равны нулю.

Включение транзисторов, напротив, сопровождается большими потерями, так как при этом источник питания Ud оказывается на короткое время закороченным из-за обратной проводимости встречных диодов силовых транзисторов. Кроме больших коммутационных потерь, такой режим может привести к выходу транзисторов из строя . Поэтому такой режим является недопустимым.

При индуктивном характере нагрузки (частота управления инвертора выше собственной частоты нагрузочного контура) выключение силовых транзисторов Z1, Z2 происходит на коротком интервале времени при малом уровне выключаемого тока, что обеспечивает небольшие потери выключения. Еще более уменьшают эти потери установка параллельно силовым транзисторам демпфирующих конденсаторов, которые снижают скорость нарастания напряжения на приборе (dU/dt).

После выключения транзистора Z1 ток протекает через собственные емкости транзисторов Z1 и Z2 и емкости соответствующих демпфирующих конденсаторов Cd1 и Cd2, заряжая первые и разряжая вторые. В момент, когда емкости Z2 и Cd2 разряжаются до нуля, включается обратный диод этого транзистора. Если теперь транзистор Z2 будет включен во время проводимости встречного диода, то потери при включении исчезают, так как включение транзистора происходит при нулевом токе и нулевом напряжении.

При регулировании выходной мощности, т.е. увеличении индуктивной расстройки резонансного контура, выключение транзисторов происходит на большем токе и коммутационные потери при выключении растут. Поэтому очень важным является выбор величины демпфирующих конденсаторов исходя из времени выключения силового транзистора. Следует отметить, что чрезмерное увеличение демпфирующих конденсаторов приводит к необоснованному увеличению реактивного тока транзисторов. Время полного спада тока при выключении силового транзистора toff составляет приблизительно 1.2мкс, что является достаточно большим. Исходя из этого, емкость демпфирующих конденсаторов была выбрана 10нФ.

Таким образом, режим коммутации при индуктивной расстройке нагрузочного контура обеспечивает малые коммутационные потери при выключении и практически нулевые - при включении транзисторов.

Позволяет осуществить мягкий пуск электродвигателей в диапазоне от 5 кВт (0,4 кВ) до 5 МВт (10 кВ). ТПУ может быть также использовано в качестве выключателя для "мягкой" коммутации часто включаемых нагрузок - печи сопротивления, конденсаторы, насосы, компрессоры и др.

Рисунок 21-Схема ТПУ.

Рисунок 22-Типовая схема 1,5-МГц 50-Вт DC/DC-преобразователя на UC28025

Рисунок 23-Упрощенная схема двухфазного преобразователя на UCC28221

Рисунок 24-Упрощенная схема мостового преобразователя на UCC3895

Идя по пути повышения степени интеграции, компания Texas Instruments (Unitrode) разработала микросхемы UCC38500-UCC38503, UCC28510-UCC28517, совмещающие ШИМ-контроллер и корректор коэффициента мощности (ККМ) в одном корпусе. ККМ представляет собой первичный импульсный повышающий стабилизатор, включенный между диодным мостом и высоковольтным накопительным конденсатором, модулирующий потребляемый ток синфазно с входным напряжением, приближая коэффициент мощности к единице. Реальное значение коэффициента мощности составляет 0,98-0,99 при нагрузке 60-100% от максимальной при 3-5% гармонических искажений тока. Совмещение ШИМ и ККМ в одном корпусе позволило взаимно синхронизировать их для снижения помех и повышения КПД, а также реализовать "мягкий" запуск источника с ограничением тока без применения дополнительных компонентов. Мощные выходные каскады UCC2851x не требуют внешних драйверов ключевых транзисторов.

Применение ККМ может быть актуально для разработчика в нескольких случаях:

• 
  значительная мощность преобразователя и, соответственно, повышенные требования к входным цепям;
  
• 
  очень широкий диапазон входных напряжений (60-280 В);
  
• 
  повышенные требования к электромагнитной совместимости;
  
• 
  производство высокотехнологичной продукции, в том числе, и на экспорт, где наличие ККМ в AC/DC-преобразователях необходимо начиная уже с 75 Вт.
  

Рисунок 25- Внешний вид UCC38500EVM

Во многих случаях возникает необходимость создания ИИП незначительнной мощности, при минимальных размерах и цене. Решение, предлагаемое фирмой Texas Instruments, - микросхемы UCC3888 и UCC3889. Это ШИМ-контроллеры, предназначенные для преобразователей из 80-400 В в 5 или 12 В без гальванической развязки. UCC388x используют оригинальную технологию последовательного двухступенчатого преобразования на одном ключевом транзисторе, запатентованную компанией Lambda Electronics. Значительное упрощение конструкции преобразователей и снижение цены достигается применением двух стандартных индуктивностей вместо традиционного изолирующего трансформатора. Высокая частота преобразования (около 100 кГц) позволяет использовать компоненты только поверхностного монтажа. Отличаются микросхемы диапазонами выходных напряжений: UCC3888 рассчитана на стабилизацию 2,7-5 В, а UCC3889 - на 12-18 В. Допустимая мощность нагрузки около 1 Вт при КПД преобразователей до 60%.

Дешевые малогабаритные неизолированные источники питания идеально подходят для счетчиков электроэнергии, распределенных датчиков систем контроля доступа или удаленных контроллеров в системах автоматического управления, объединенных локальной сетью. В последнем случае развязка может быть легко обеспечена оптроном или импульсным трансформатором в канале связи. Типовая схема включения UCC3889 приведена на рис. 26.

Рисунок 26-Типовая схема включения UC3889

Микросхема выполняется в пластмассовом корпусе различного типа (рис. 27) и имеет 20 выводов.