Учебное пособие разработал

Принцип действия и характеристики диодных генераторов. Диодный генератор (ДГ) состоит из полупроводникового диода и внешней относительно него электромагнитной цепи. При анализе генератора диод удобно рассматривать как двухполюсник с полным сопротивлением Z_д = r_д + jX_д , активная составляющая которого отрицательна.

Активная составляющая полного сопротивления отрицательна при 0,5π≤φ≤1,5π. Это означает, что двухполюсник выделяет во внешнюю цепь энергию ВЧ колебаний за счёт преобразования энергии источника питания.

Вольтамперная характеристика двухполюсника с отрицательным сопротивлением имеет падающий участок, расположенный между двумя участками с положительным наклоном.

В зависимости от физической природы двухполюсника возможны ВАХ двух типов: S-типа и N-типа (рис. 1.21). К первой группе относятся лавинно-пролётные диоды ЛПД, ко второй – диоды с междолинным переносом МПД (диоды Ганна), туннельные диоды.

1.Туннельный диод – прибор с ВАХ N-типа; при этом колебательная система в точках подключения генератора тока должна иметь параллельный резонанс.

2. Участок с отрицательной крутизной существует при очень малых напряжениях. Чтобы диод проявлял себя как АЭ автогенератора, напряжение питания должно быть в пределах от 0,1 до 0,6 В.

3. Существование участка с отрицательной крутизной не только на динамической ВАХ, но и на статической характеристике приводит к необходимости обеспечить устойчивость рабочей точки по постоянному току.

4
. Наличие отрицательного участка динамической ВАХ может вызвать самовозбуждение паразитных колебаний в неявных колебательных контурах, связанных с конструкцией автогенератора.

Н
а рис 1.22 приведены принципиальная а) и эквивалентная б) схемы питания туннельного диода. В этих схемах должно выполняться условие:

где G₀ = dI/dU – крутизна статической ВАХ туннельного диода в рабочей точке. Применяя это условие к вариантам, изображённым на рис. 1.21, видим, что рабочая точка на рис. 1.21в неустойчива. Практически устойчивость рабочей точки на участке с отрицательной крутизной обеспечивается при достаточно малых сопротивлениях R₂.

Принципиальная схема автогенератора приведена на рис. 1.23, расчёт –


в источнике [3], стр. 154-156. Для стабилизации частоты используется кварцевый резонатор (рис. 1.24). Параметры контура на этом рисунке необходимо выбирать из условия резонанса 1/(L₁C₁)^1/2=ω_кв .

Контрольные вопросы.
1. Чем отличается мягкий режим самовозбуждения автогенератора от жёсткого?

2. Напишите, как связан коэффициент обратной связи с параметрами ёмкостной (индуктивной) эквивалентной трёхточечной схемы автогенератора?

3. Какие элементы автогенератора определяют частоту его колебаний?

4. Как влияет добротность контура на стабильность частоты колебаний автогенератора?

5
-1

5
.6.

5) Все формулы неверны

5
.8.

1) 2)

3) 4)

5) Все формулы неверны

(Q – добротность, ρ – характеристическое сопротивление контура)

5.9. Кварцевый автогенератор. Какая эквивалентная схема кварцевого автогенератора, приведённого на рис. 1.13, верна при f_ген = f_кв?



5.10. Кварцевый автогенератор (рис. 1.13) возбуждается на частоте 3f_кв при одном из следующих условий:
1); 2) ; 3) ;

4) все формулы неверны.

Приложение 1. Интегральные схемы – автогенераторы.

19-1248; Rev 1; 5/98. 10MHz to 1050MHz Integrated RF Oscillator with Buffered Outputs.

Общее описание.

MAX2620 объединяет малошумящий генератор с двумя выходными буферами в дешёвой пластиковой сверхмалой упаковке. Устройство имеет прекрасные характеристики, обычно получаемые с дискретными компонентами. Генератор имеет низкий фазовый шум при правильном согласовании с внешними элементами в цепи настройки варактора. Предусмотрены два буферных выхода для возбуждения миксеров или прескалеров. Буферы обеспечивают изоляцию генератора от нагрузки и предотвращают затягивание частоты генератора при изменениях импеданса нагрузки. Потребляемая мощность обычно 27 мВт в рабочем режиме при напряжении питания 3 В. Рассеиваемая мощность в дежурном режиме 0,3 мкВт. Напряжение питания MAX2620 – от +2,7 до +5, 25 вольт.
Генератор с общим коллектором с отрицательным сопротивлением; использует внутренние паразитные элементы ИС в цепи база-эмиттер для формирования отрицательного сопротивления. Транзисторный генератор оптимизирован для малошумящей работы. Предусмотрены выводы базы и эмиттера для присоединения внешних элементов - конденсатора обратной связи и резонатора. Резонансная цепь, настроенная на определённую частоту, присоединяется к базовому выводу и вызывает колебания. Варактор может использоваться в резонансной цепи для управления частотой генератора, создавая таким образом ГУН. Генератор имеет внутреннее смещение к оптимальной рабочей точке; к выводам базы и эмиттера необходимо присоединять конденсаторы из-за наличия напряжения смещения. Логически управляемый вывод SHDN выключает смещение.

Выходные буферы с открытым коллектором (конфигурация - дифференциальная пара) обеспечивают изоляцию генератора от нагрузки. Обеспечена изоляция и между выходами буферов, когда один возбуждает миксер, а другой – прескалер. Токая изоляция предотвращает влияние шума прескалера на спектральную чистоту сигнала генератора.

Параллельный резонансный контур, присоединённый к выводу TANK, должен иметь положительную реальную компоненту проводимости, максимальное значение которой равно половине величины отрицательной реальной части проводимости генератора.

Т
ак же, как и реактивная компонента противоположна по знаку реактивной составляющей генераторного устройства. Поддержка величины реальной компоненты проводимости резонансного контура меньше, чем половина величины отрицательной реальной части проводимости транзистора гарантирует самовозбуждение генератора. После самовозбуждения генератора отрицательное сопротивление уменьшается первоначально за счёт сжатия усиления и достигает равновесия с реальной компонентой в цепи резонансного контура. Выполняя резонансную цепь с перестраиваемой реактивностью, например, с помощью варикапа, можно перестраивать частоту генератора в диапазоне, пока сохраняется отрицательное сопротивление генератора.

Отрицательное сопротивление на выводе TANK интегральной схемы MAX2620 может быть оптимизировано правильным выбором емкостей обратной связи С3 и С4.

For example, the one-port characteristics of the device are given as a plot of 1/S11 in the Typical Operating Characteristics. 1/S11 is used because it maps inside the unit circle Smith chart when the device exhibits negative resistance (reflection gain).

17. APPLICATION NOTE 1768 Tracking Advances In VCO Technology. Oct 21, 2002. www.maxim-ic.com

Выходной буферный усилитель выполнен в виде каскада с общим эмиттером с интегрированной в чипе с подтягивающей вверх индуктивностью на выходе. Внешний шунтирующий конденсатор оптимизирует согласование с нагрузкой 50 Ом. Выходной усилитель имеет собственные выводы питания VCC и земли GND для минимизации эффектов влияния нагрузки (load-pulling effects). Уровень сигнала на выходе усилителя достаточен для возбуждения большинства RF- смесителей. Рекомендуемые величины ёмкостей конденсаторов С₁ и С₂ приведены в таблице.

Вход настройки обычно присоединяется к выходу контурного фильтра ФАПЧ. Необходимо минимизировать шумы на этом выводе, так как они непосредственно преобразуются в флуктуации частоты и ухудшают характеристики фазовых шумов генератора. Простой RC- фильтр с узкой полосой может потребоваться при испытаниях для фильтрации шума источника напряжения, подключенного к настроечной линии.
MAX2750/MAX2751/MAX2752

Для этой серии интегральных схем диапазон рабочих частот указан в следующем виде:

1. B.N. Scott, G.E. Brehm, Monolithic Voltage Controlled Oscillator for X- and Ku-bands, IEEE Trans. Microwave Theory & Tech., Vol. MTT-30, No. 12, December 1982, pp. 2172-2177.

2. B.N. Scott, M. Wurtele, B.B. Cregger, A Family of Four Monolithic VCO MIC's Covering 2-18GHz, Monolithic Circuits Symposium Digest, 1984, pp. 54-61

3. N.M Nguyen, R.G Meyer, A 1.8GHz Monolithic LC Voltage-Controlled Oscillator, IEEE JSSC, Vol. 27, March 1992, pp. 444-450.

4. P. Basedau and Q. Huang, A 1GHz, 1.5V Monolithic LC Oscillator in 1um CMOS in Proc. of 1994 European Solid State Circuits Conference; Ulm, Germany, Sept. 1994, pp. 172-175.

5. J. Craninckx and M. Steyaert, Low-Noise Voltage Controlled Oscillators Using Enhanced LC-tanks, IEEE Trans. Circuits and Sys. -II, Vol. 42, Dec. 1995, pp. 794-804

6. M. Soyuer. K.A. Jenkins. J.N. Burghartz and M. D. Hulvey. A 3V 4GHz nMOS Voltage-Controlled Oscillator With Integrated Resonator. IEEEJ. Solid State Circuits. vol.31. pp.388-389. Dec. 1996

7. B. Razavi.. A 1.8GHz CMOS Voltage-Controlled Oscillator. In ISSCC Dig. Tech. Papers. 1997. pp.390- 391.

9. L. Dauphinee. M. Copeland and P. Schvan. A Balanced 1.5GHz Voltage-Controlled Oscillator With an Integrated LC Resonator. In ISSCC Dig. Tech Papers. 1997. pp.390-391.

10. A. Ali and J.L. Tham. A 900MHz Frequency Synthesizer With Integrated LC Voltage-Controlled Oscillator. In ISSCC Dig. Tech. Papers. 1996. pp. 390-391.

11. B. Jansen. K. Negus and D. Lee, Silicon Bipolar VCO Family For 1.1-2.2GHz With Fully Integrated Tank and Tuning Circuits. in ISSCC Dig. Tech Papers. 1997. pp. 392-393.

12. M. Zannoth, B. Kolb, J. Fenk, and R. Weigel. A Fully Integrated VCO at 2GHz. IEEEJ. Solid-State Circuits. vol.33. pp. 1987-1991. Dec. 1998.

13. P. Kinget. A Fully Integrated 2.7V 0.35um CMOS VCO for 5GHz Wireless Applications. In ISSCC Dig. Tech. Papers. 1998. pp.226-227.

14. T. Liu. A 6.5GHz Monolithic CMOS Voltage-Controlled Oscillator. In ISSCC Dig. Tech. Papers. 1999, pp. 401-405.

15. C. Lam and B. Razavi. A 2.6GHz/5.2GHz CMOS Voltage Controlled Oscillator. In ISSCC Dig. Tech. Papers. 1999, pp. 402-403.

16. D.B. Leeson, A Simple Model of Feedback Oscillator Noise Spectrum, Proceedings of the IEEE, Vol. 54, Feb. 1966, pp. 329-330

17. A. Hajimiri and T.Lee, A General Theory of Phase Noise in Electrical Oscillators, IEEE JSSC, Vol. 33 no. 2, Feb. 1998, pp.179-194

18. A. Hajimiri and T. Lee, Design Issues in CMOS Differential LC Oscillators, IEEE JSSC, May 1999.

19. C. Hung and K. O. Kenneth. A Packaged 1.1GHz CMOS VCO With Phase Noise of -126dBc/Hz at a 600KHz offset. IEEEJ. Solid-Stated Circuits. vol.35, pp. 100-103. Jan. 2000.
БИБЛИОГРАФИЯ ПО ТЕМЕ КОМПОНЕНТЫ БЕСПРОВОДНЫХ СИСТЕМ Электронные компоненты» №5’ 2003
ЛИТЕРАТУРА ПО ТЕМЕ «КОМПОНЕНТЫ БЕСПРОВОДНЫХ СИСТЕМ»2

1. Бушминский И.П., Морозов Г.В. Технологическое проектирование микросхем СВЧ. – М.: Изд-во МГТУ, 2001. – С. 356

2. Разевиг В.Д., Курушин А.А., Потапов Ю.В. Проектирование СВЧ-устройств с помощью пакета программ Microwave Office/ Под ред. В.Д. Разевига. – М.: Солон-Р, 2002 (в печати).

3. Поляков В. Техника радиоприема. Простые приемники. – М.: Изд-во ДМК Пресс, 2001. – С. 246

4. Петухов В.М. Биполярные транзисторы средней и большой мощности СВЧ и их зарубежные аналоги. – М.: Изд-во КУбК-А, 1997. – С. 544

5. Григорьев В.А. Организация деятельности в области радиосвязи. – М.: Изд-во Эко-Трендз, 2001. – С. 270

6. Головин О.В. Радиосвязь. – М.: Изд-во Горячая линия – Телеком, 2001. – С. 286

7. Орлов С.В. Сети и сетевые технологии. Англо-русский словарь. – М.: Изд-во СОЛОН, 1997. – С. 301

8. Карташевский В.Г. Сети подвижной связи. – М.: Изд-во Эко-Трендз, 2001. – С. 299

9. Уайндер С. Справочник по технологиям и средствам связи. – М.: Изд-во Мир, 2000. – С. 427

10. Носов Ю. Энциклопедия отечественных антенн. – М.: Изд-во Солон-Р, 2001. – С. 252

11. Фриск В.В. Обзор ВЧ- и СВЧ-компонентов, выпускаемых фирмой Mitsubishi Electric Corporation/ Под ред. В.М. Халикеева (ISBN 8-87835-046-7)

12. Фриск В.В. СВЧ-транзисторы фирмы Ericsson/ Под ред. В.М. Халикеева. – М.: Изд-во ДОДЭКА, 2000.






2. Синтезаторы частот
2.1. Основные характеристики и параметры синтезаторов частот
В современных передатчиках в качестве возбудителей используют синтезаторы частот – устройства, создающие колебания дискретной сетки частот, синтезируемых из колебаний нескольких или одного эталонного генератора с высокой стабильностью эталонной частоты. В качестве эталонного обычно применяют кварцевый автогенератор, а в наиболее ответственных случаях используют квантовые стандарты частоты, относительная нестабильность которых не хуже 10^-1010^-12.

Для оценки свойств синтезаторов частот используют следующие основные параметры:

 диапазон рабочих частот f_минf_макс;

 шаг дискретной сетки частот F_с или количество рабочих частот:

(F_с – от долей герца до нескольких десятков килогерц, N = 1010⁵);

 долговременная относительная нестабильность рабочей частоты;

 фазовые шумы;

 коэффициент подавления побочных колебаний, характеризующий отношение мощности рабочего колебания P_раб к мощности побочного P_поб на выходе синтезатора:

(по действующим нормам D  40  60 дБ, в отдельных случаях требуется D  100 дБ);

 время перехода с одной рабочей частоты на другую;

 мощность колебаний на выходе синтезатора (обычно 110 мВт, поскольку удовлетворить другим перечисленным требованиям гораздо легче на малом уровне мощности).

Для формирования дискретной сетки частот наиболее широко используются две группы методов – 1) методы прямого синтеза и 2) методы непрямого синтеза. В синтезаторах прямого синтеза выходное колебание формируют непосредственно из эталонного, выделяя нужную частоту узкополосными фильтрами. В синтезаторах непрямого синтеза выходной сигнал вырабатывают в перестраиваемом по частоте генераторе (ПГ), текущая частота которого непрерывно сравнивается с эталонной и поддерживается с высокой точностью с помощью системы частотной или фазовой автоподстройки частоты.

Обычно синтезаторы сетки частот состоят из двух блоков: датчика опорных частот (ДОЧ) и датчика сетки частот (ДСЧ). В ДОЧ формируются вспомогательные колебания опорных частот, из которых в ДСЧ синтезируются выходные колебания с заданной частотой.

В радиопередающей аппаратуре наиболее широко используются синтезаторы с шагом сетки F_с = 10^k Гц, где k – целое положительное или отрицательное число, или нуль. При этом значения частот, образующих сетку, описываются соотношением

,

где все n_i могут принимать целочисленные значения от 0 до 9, m  число значащих цифр в относительном значении максимальной частоты на выходе синтезатора.

Примером простейшего является синтезатор, структура которого приведена на рис. 2.1. Из колебаний эталонного кварцевого задающего генератора ЗГ с помощью нелинейного преобразователя (генератора гармоник) формируют последовательность очень коротких прямоугольных импульсов. Если длительность этих импульсов во много раз меньше их периода повторения, то их спектр богат гармониками.

С
помощью узкополосных фильтров в селекторе гармоник выделяется сигнал требуемой частоты. Степень подавления нежелательных компонент на выходе синтезатора определяется параметрами фильтров.

В более сложных синтезаторах, построенных по методу прямого синтеза, используется декадный синтезатор (рис. 2.2). Полосовые фильтры выделяют сигналы суммарной частоты. Далее частота выделенного сигнала уменьшается в 10 раз делителем.

Добавление каждой новой декады уменьшает шаг формируемой сетки в 10 раз и во столько же раз увеличивает число формируемых частот.

В
ыделить нужную гармоническую составляющую с помощью резонансных систем простыми способами не удается, поэтому для выделения частотной составляющей в широком диапазоне частот применяют системы фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ).

Структура кольца ФАПЧ показана на рис. 2.3, где обозначено: ДПКД – делитель с переменным коэффициентом деления, ФД – фазовый детектор, УЭ – управляющий элемент (варикап генератора), ПГ – перестраиваемый генератор.

Выходное напряжение фазового детектора определяется разностью фаз напряжений, действующих на его входах. Выходное напряжение ФД через ФНЧ воздействует на УЭ, который изменяет частоту ПГ таким образом, что в установившемся режиме частота его колебаний равна Nf_зг, где f_зг – частота задающего генератора, N – коэффициент деления ДПКД. В качестве примера на рисунке 2.4 приведена схема синтезатора, где используется два делителя – с коэффициентами деления R и N.

Широко распространены синтезаторы с дробными N-делителями в цепи обратной связи (например - в передатчиках ADF7010, ADF7012, синтезаторах ADF4153, ADF4154, SAA8028). Делением частоты с помощью счётчиков невозможно обеспечить дробный коэффициент деления, поэтому используют следующий приём [15]. Пусть требуется получить коэффициент деления N+L/M, где N, L и M – целые числа, причём M >L, N – целая часть коэффициента деления, L/M – его дробная часть. В течение первых L циклов деления коэффициент деления ДКПД устанавливается равным N+1,а в последующих M-L циклах равным N. Тогда средний за M циклов коэффициент деления

Примеры интегральных схем PLL рассмотрены в п. 2.6.

- возможность быстрого переключения частот без разрыва фазы;

- точное частотное разрешение, мелкий шаг сетки частот;

- широкий диапазон частот;

- возможность формирования сложных сигналов.

При современных технологиях цифровые синтезаторы очень компактны и потребляют сравнительно мало энергии. Быстро падает цена таких микросхем.

Сигнал с заданной частотой формируется путём преобразования в тактовые моменты времени кода линейно нарастающей фазы в код значений синусоидального сигнала с последующим цифроаналоговым преобразованием и низкочастотной фильтрацией.

Основное уравнение для цифрового синтезатора:

F_вых = kf_t/2ⁿ,

где F_вых – выходная частота,

k – код (бинарное настроечное слово),

f_t – внутренняя тактовая (системная) частота,

n – ёмкость фазового накопителя (аккумулятора).

Частота на выходе цифрового синтезатора зависит от двух переменных – тактовой частоты f_t и бинарного числа k, программируемого в частотный регистр. Это – настроечное слово FTW (frequency tuning word ) Минимальная частота выходного сигнала получается при k = 1, максимальная – при k=0,5·2ⁿ=2^n-1, т.е. максимальная частота выходного сигнала равна половине частоты тактовых импульсов (вспомните теорему Котельникова).

Настроечное слово (код частоты) загружается в частотный регистр последовательно или побайтно. Фактически это код дискрета фазы при заданном значении тактовой частоты:
Δφ = 2π/N = 2πF_вых/f_t ,
где N – число дискретов фазы.

Вычисление выборок гармонического сигнала сводится к преобразованию выборок пилообразной функции с выхода цифрового накопителя фазы (фазового аккумулятора) в выборки синусоидального колебания. Цифровой накопитель (аккумулятор) состоит из сумматора и регистра данных. С приходом каждого тактового импульса в сумматоре суммируются значения чисел, записанных в регистре данных и частотном регистре, полученная сумма переписывается вновь в регистр данных. Т.о. в накопителе формируется код текущей фазы мгновенного значения выходного колебания. Как только значение текущей фазы в накопителе превысит 2π, произойдёт переполнение, в регистр данных запишется разность между последним значением текущей фазы и 2π и процесс накопления фазы повторится.

При формировании сигнала с фиксированной частотой выход фазового аккумулятора изменяется линейно, при этом соответствующий аналоговый сигнал – пилообразный. Формирование отсчётов синусоидального сигнала обеспечивается соответствующей кодовой таблицей, хранящейся в ПЗУ. Используя симметрию синусоидальной волны, можно реализовать логику для полной синусоиды лишь от четверти цикла данных от фазового аккумулятора. Остальные значения фазоамплитудная таблица генерирует обратным чтением таблицы данных.

Современные синтезаторы DDS обычно изготавливают по субмикронной технологии на базе КMOП-логики с напряжением питания не более 3 В и миниатюрных корпусов. Цены на них постоянно снижаются. Все это делает синтезаторы DDS очень перспективными. Однако дискретизация и цифро-аналоговое преобразование, которым подвергается сигнал в синтезаторах DDS, накладывают и некоторые ограничения.

• максимальная выходная частота не может быть выше половины тактовой (на практике она еще меньше), но благодаря внедрению новых технологий тактовая частота постоянно возрастает;

• отдельные побочные составляющие в спектре сигнала на выходе синтезатора DDS могут быть значительно больше, чем в синтезаторах, построенных на основе системы ФАПЧ, так как спектральная чистота выходного сигнала синтезатора DDS зависит от характеристик ЦАП;

• потребляемая синтезатором DDS мощность практически прямо пропорциональна тактовой частоте и может достигать единиц ватт для высокочастотных синтезаторов, поэтому при высоких тактовых частотах такие синтезаторы могут оказаться непригодными для устройств с батарейным питанием.

Недостатки синтезаторов прямого синтеза – трудно получить сигнал с высокой чистотой спектра: при преобразовании, умножении и делении частот возникают побочные составляющие, увеличиваются шумовые компоненты. Для повышения чистоты спектра приходится использовать большое число фильтров, не всегда поддающихся микроминиатюризации.

При косвенных методах (активный синтез) выходной сигнал получают от перестраиваемого генератора без каких либо нелинейных преобразований. Поэтому основное преимущество косвенных методов – низкий уровень побочных спектральных составляющих, достигающий – 115 дБ. Основные узлы активных синтезаторов легче реализовать на интегральных микросхемах.

Недостатками методов активного синтеза являются: сравнительно большое время перестройки с одной частоты на другую, трудности уменьшения шага сетки частот, возможность генерации выходного сигнала, частота которого не соответствует установленной органами управления (при выходе из строя кольца ФАПЧ, при ложных захватах по частоте системой ФАПЧ).

Входной делитель R уменьшает частоту опорного генератора до частоты фазочастотного детектора ФЧД F_PFD =F_REF/R. Счётчик обратной связи уменьшает выходную частоту в N раз для сравнения с частотой F_PFD . В положении равновесия две частоты равны и выходная частота равна

Счётчик N – двухмодульный, со счётчиками A и B:

При выборе микросхемы PLL необходимо учитывать следующие параметры

- фазовый шум,

- опорный спур,

- время захвата (lock time).

Фазовый шум. Для заданного уровня мощности несущей частоты фазовый шум синтезатора есть отношение мощности несущей к мощности в полосе 1 Гц при определённом частотном сдвиге относительно несущей (обычно 1 кГц для синтезатора). Выражается в dBc/Hz:
S_c(f) = 10log(P_S/P_SSB).
О
порный спур. Это артефакты в дискретном смещении частот, производимые внутренними счетчиками и перекачкой заряда на частоте PFD. Паразитные составляющие увеличиваются несогласованными токами вверх/вниз от зарядовой помпы CP, тока утечки CP и недостаточной фильтрацией (decoupling) источников питания. В приёмнике эти паразитные сигналы смешиваются с принимаемыми сигналами и уменьшают его чувствительность. В передатчиках усложняется фильтрация и ужесточаются требования к линейности усилителей.

Для GSM максимально допустимая фазовая среднеквадратическая (СКО) ошибка при приёме/передаче составляет 5 градусов. Реальные микросхемы обеспечивают значительно меньшие значения [21](таблица 2.1)

К
онтурный фильтр

Пример – семейство синтезаторов ADF4110 фирмы Analog Devices – на рис. 2.8.

Синтезатор содержит R-делитель частоты опорного сигнала, двухмодульный прескалер, N-счётчик и фазочастотный детектор. Делители N и R – программируемые с помощью 24-битового входного регистра.

.

ADF4111 – синтезатор PLL c целым коэффициентом деления N-делителя (integer-N), способный работать до частоты 1.2 ГГц на входе приёмника Rf_in. В случае передатчиков, где выходной диапазон частот от 880 МГц до 915 МГц и где внутренняя опорная частота 200 кГц, желаемая величина N в диапазоне от 4400 до 4575. В случае базовых станций диапазон радиочастот для радиопередатчика от 925 МГц до 960 МГц.

Многие беспроводные системы связи нуждаются в быстром включении и местных генераторах с низким фазовым шумом. Синтезаторы с целым N требуют опорную частоту, которая равна разносу между каналами. Он может быть низким, при этом необходим высокий коэффициент деления N. При этом пропорционально возрастает фазовый шум. Низкая опорная частота ограничивает время захвата (lock time PLL). Синтезаторы с дробными делителями - средство достижения как низкого фазового шума, так и быстрого времени установления в ФАПЧ.

Способ предложен в начале 70 годов. В стандартных синтезаторах возможно деление радиочастотного сигнала только на целое число. Необходимость использования относительно низкой опорной частоты (определяемой системным разносом каналов) приводит к высокой величине N в обратной связи. Оба эти фактора имеют главное влияние на системное время установления и системный фазовый шум. Низкая опорная частота означает большое время установления. Высокая величина N означает высокий фазовый шум. Если использовать дробный делитель в обратной связи, можно использовать высокую опорную частоту и спокойно достичь канального разноса (spacing). Меньшее дробное число приводило бы к низкому фазовому шуму.

В
действительности возможно выполнение дробного делителя за долгий период времени переменным делением на два целых числа (например, деление на 2,5 можно получить последовательным делением на 2 и на 3).

Одиниз примеров структуры синтезатора с дробным делителем [14] приведён на рис. 2.9. В состав дробного делителя входят цифровой накопительный сумматор с объёмом М, счётчик с объёмом q и цифровой делитель частоты N/N+1. Коэффициент деления N или N+1 зависит от управляющего сигнала на выходе счётчика СЧ.

Делитель с дробным коэффициентом деления работает следующим образом. Пусть в некоторый момент времени в накопительном сумматоре НС и в счётчике СЧ записаны нули. Каждый импульс с выхода ГУН одновременно поступает на счётчик СЧ и на делитель N/N+1. До тех пор, пока число в счётчике не превышает значение q, коэффициент деления делителя равен N+1. При переполнении счётчика СЧ после прохождения q импульсов на его выходе в точке 4 появляется сигнал, под действием которого коэффициент деления делителя изменяется и становится равным N. Для последующих М-q импульсов коэффициент деления делителя остаётся равным N. Когда заполнится ёмкость накопительного сумматора НС, его выходной импульс переполнения(в точке 2) сбрасывает счётчик в исходное состояние и процесс начинается вновь.

Таким образом, за М периодов следования импульсов опорного генератора в точке 5 проходит q периодов сигнала с частотой f/(N+1) и M-q периодов с частотой f/N. Это логическое условие выражается следующим равенством:

M
/f₀ = q(N+1)/f + (M-q)N/f.
Выразив отсюда выходную частоту через входную, получим
F = (N+q/M)f₀.
Преимущества синтезаторов с дробным коэффициентом деления:

- значительное уменьшение фазового шума;

- значительное уменьшение времени установления (переходного процесса) lock time; например, дробный делитель ИС ADF4252 позволяет получить время переходного процесса < 20 мкс, при целом коэффициенте деления N время установления порядка 250 мкс;

- малый шаг сетки частот.

Недостатком PLL-синтезаторов с дробными делителями является повышенное содержание паразитных составляющих, т. к. хотя и средний коэффициент деления корректен, мгновенное деление – некорректно. Пример – на рис. 2.10.

Приложение 2.1. Структура PLL-синтезатора ADF4252 с дробным делителем частоты в цепи обратной связи.

Philips Semiconductors Product data

2.5 GHz sigma delta fractional-N /760 MHz IF integer frequency synthesizers

2002 Feb 22

Все коэффициенты деления вводятся через трёхпроводную последовательную программирующую шину. Делитель RF – дробный N-делитель с программируемым целым отношением от 33 до 509 и дробным разрешением от 22 программируемых бит.

Сигма дельта модулятор второго порядка используется для получения дробного деления. Отдельные выводы питания и земли предусмотрены для зарядовых помп и цифровых схем. VDDCP должно быть равно или больше, чем VDD.

Ток зарядовой помпы полностью программируется, хотя ISET устанавливается внешним резистором на выводе RSET (см. ссылку к п. 1.5). Выходы зарядовой помпы фазочастотного детектора позволяют выполнение пассивного контурного фильтра.

-------------------------------------------------------------------------------------

С
интезатор SA8028 (продолжение).

Частотные синтезаторы, подобные Philips Semiconductors’ SA8028, критичная часть PLL как для передачи звуков, так и для передачи данных. В основе PLL – пять компонент (см. фиг. 4):

1) высокостабильный низкочастотный источник сигнала – обычно терморегулируемый кристаллический генератор (temperature controlled crystal oscillator - TCXO) используется в системе как опорный генератор;

2) второй источник сигнала – обычно ГУН (VCO) – используется для генерации требуемой выходной частоты;

3) фазочастотный детектор (phase/frequency detector - PFD) используется для сравнения двух сигналов по фазе и частоте;

4) контурный фильтр (loop filter - LPF) устраняет нежелательные шумы и интегрирует выходной ток фазочастотного детектора для формирования настроечного напряжения, управляющего частотой ГУН;

5) делитель в цепи обратной связи для понижения выходной частоты ГУН до опорной частоты для сравнения.

SA8028 – двойной синтезатор: для радио (RF) и промежуточной (IF) частот - до 2,5 ГГц и 760 МГц соответственно.







Основные характеристики синтезатора ADF4156
Полоса частот радиосигнала – до 6 ГГц

Напряжение питания от 2,7 до 3,3 В

Отдельный V_P позволяет расширить настроечное напряжение

Программируемые токи зарядовой помпы

3-проводный последовательный интерфейс

Цифровой детектор захвата

Режим выключения питания

Выводы совместимы с интегральными схемами синтезаторов ADF4110/ADF4111/ADF4112/ADF4113/ADF4106/ ADF4153 and ADF4154

Программируемая фаза выходного радиосигнала

Проектирование контурного фильтра возможно с помощью ADISimPLL

У
скоренное время захвата
Общее описание

ADF4156 – синтезатор с дробным делителем, предназначен для выполнения местных генераторов с преобразованием вверх или вниз для приёмников и передатчиков. Содержит малошумящий цифровой фазочастотный детектор, прецизионную зарядовую помпу, программируемый опорный делитель. Программируемый дробный N-делитель основан на использовании сигма-дельта (Σ-Δ) дробного интерполятора. Регистры INT, FRAC, и MOD определяют полный коэффициент деления N = INT + (FRAC/MOD).

ADF4156 содержит также схему сокращения времени переходного процесса cycle slip reduction circuitry -CSR.

CYCLE SLIP REDUCTION FOR FASTER LOCK TIMES

В разделе Шумы и Спур отмечалось, что ADF4156 может быть оптимизирована по шумовым характеристикам. Однако в случае применения в системе с быстрым захватом полоса контурного фильтра должна быть широкой и, следовательно, фильтр не обеспечивает большое ослабление паразитных сигналов. Использование CSR позволяет поддерживать узкую полосу фильтра для уменьшения спура и получить быстрое время захвата.

Проскальзывание цикла происходит в случаях, когда полоса фильтра меньше частоты фазочастотного детектора. Фазовая ошибка на входе детектора накапливается слишком быстро для коррекции PLL и зарядовая помпа работает временами в неправильном направлении. Это существенно увеличивает время захвата. ADF4156 содержит схему устранения проскальзывания цикла для расширения линейного диапазона PFD без изменения полосы частот фильтра.

Когда ADF4156 обнаруживает, что может произойти проскальзывание цикла, она резко увеличивает ток зарядовой помпы. При этом добавляется или устраняется постоянный ток на входе контурного фильтра в зависимости от того, что необходимо - увеличить или уменьшить частоту. Эффект проявляется в увеличении линейного диапазона фазочастотного детектора.

С
труктура DDS синтезатора AD9854

Ниже описаны отдельные функциональные блоки
*(А) Программируемый умножитель REFCLK Multiplier опорного сигнала служит для умножения частоты внешних тактовых импульсов
*(В) После фазового аккумулятора добавлен блок, позволяющий задерживать синусоидальный сигнал в соответствии с фазовым настроечным словом, которое в данной архитектуре равно 14 бит.
*(С) Инверсный SINC – блок перед ЦАП, компенсирующий характеристику SIN(X)/X и обеспечивающий постоянную амплитудную характеристику в полосе Найквиста.

*(D) Цифровой умножитель между ЗУ SIN-таблицы и ЦАП позволяет применить амплитудную модуляцию выходного синусоидального сигнала.

Литература

2. Радиопередающие устройства/ Под ред. В. В. Шахгильдяна. - М.: Радио и связь, 1996.

3. Петров Б. Е. Романюк В.А. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. – М.: Высшая школа, 1989.

4. Проектирование радиопередающих устройств / Под ред. В. В. Шахгильдяна. - М.: Радио и связь, 1993.

5. Шумилин М. С., Козырев В. Б., Власов В. А. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков. – М.: Радио и связь, 1987.

6. Проектирование РПУ СВЧ / Под ред. Г. М. Уткина. – М.: Советское радио, 1979.

7. Альтшуллер Г. Б. и др. Кварцевые генераторы. Справочное пособие. –М.: Радио и связь, 1984.

8. Проектирование РПУ на транзисторах. Методические указания. –Томск, ТИАСУР, 1987.

9. Проектирование радиопередатчиков / Под ред. В. В. Шахгильдяна. – М.: Радио и связь, 2000.

10. Ладик А. И., Сташкевич А. И. Изделия электронной техники. Пьезоэлектрические и электромеханические приборы: Справочник. – М.: Радио и связь, 1993.

11. Радиопередающие устройства / Под ред. О. А. Челнокова. – М.: Радио и связь, 1982.

12. Данилин В. Н. Аналоговые полупроводниковые интегральные схемы СВЧ. – М.: Радио и связь, 1985.

13.Рыжков А. В. Попов В.Н. Синтезаторы частот в технике радиосвязи. М.: Радио и связь, 1991.

14. Белов Л. А. Синтезаторы частот и сигналов: Учебное пособие. - М.: САЙНС-ПРЕСС, 2002.

15. Генераторы высоких и сверхвысоких частот: Учебное пособие/ О. В. Алексеев, А. А. Голованов, А. В. Митрофанов и др. – М.: Высш. шк. 2003.

16. Владимир Макаренко. Синтезаторы частоты прямого цифрового синтеза. www.chip-news.ru

17. Tracking Advances In VCO Technology. APPLICATION NOTE 1768. Oct 21, 2002. http://www.maxim-ic.com.

18. SA8028 2.5 GHz sigma delta fractional-N/ 760 MHz IF integer frequency synthesizers. http://www.semiconductors.philips.com.

19. ADF7012. Multichannel ISM Band FSK/GFSK/OOK/GOOK/ASK Transmitter www.analog.com.
20. Mark Curtin and Paul O’Brien. Phase-Locked Loops for High-Frequency Receivers and Transmitters – Part 1, 2, 3. www.analog.com.

21. Analog Dialogue 36-03 (2002). www.analog.com.

22. Шитиков Г. Т. Стабильные автогенераторы метровых и дециметровых волн. – М.: Радио и связь, 1983.

23. Controls Waveforms in Test, Measurement, and Communications By Eva Murphy, Colm Slattery. Analog Dialogue 39-08, August (2005) Перевод статьи (А. Власенко)– в журнале «Компоненты и технологии», 8/2006, стр. 52…55 (без рис. 9).