Разработка импульсного преобразователя напряжения с топологией sepic
жүктеу/скачать 263 Kb.
|
- Бұл бет үшін навигация:
- Введение
- Архитектура преобразователя SEPIC
- Анализ работы схемы и расчёт параметров компонентов
- Двуполярный источник напряжения на основе преобразователя SEPIC
- Пример разработки двуполярного источника
- Выбор микросхемы преобразователя
- Определение параметров остальных компонентов схемы
- Моделирование преобразователя
- Заключение
- Список литературы
|
Разработка импульсного преобразователя напряжения с топологией SEPIC Дмитрий Иоффе, dsioffe@yandex.ru Топология импульсного преобразователя SEPIC отличается тем, что напряжение на входе преобразователя может быть как выше, так и ниже выходного напряжения. Это свойство очень важно для применения в системах питания с входным напряжением, изменяющимся в широком диапазоне, например, при питании от литий-ионных батарей или автомобильных аккумуляторов. В предлагаемой вниманию читателей статье приводятся описание работы преобразователя и методика его расчёта. ВведениеПри разработке импульсных источников вторичного электропитания часто встречаются ситуации, когда при работе устройства напряжение на входе источника может быть как выше, так и ниже напряжения на выходе. Например, полностью заряженная литиевая батарея может на холостом ходу выдавать напряжение до 4,2 В, а по мере разряда её напряжение может снижаться до 2,7 В, и требуется разработать источник для питания цифровых схем с напряжением 3,3В. Другим примером может служить автомобильная стереосистема, на входе которой может быть напряжение от 10 до 40 В, а для питания схемы требуется напряжение 15 В [1]. В таких случаях часто используют двухступенчатую стабилизацию (сочетание повышающего и понижающего стабилизаторов) или обратноходовые преобразователи (Fly-Back). Но для маломощных схем существует более простое решение — применение преобразователя с топологией SEPIC (single-ended primary inductance converter, преобразователь с несимметрично нагруженной первичной индуктивностью). У топологии SEPIC есть следующие преимущества:
Кроме того, топология SEPIC широко применяется в корректорах коэффициента мощности, где её использование позволяет создавать компактные и эффективные источники, хорошо работающие при больших пиковых входных перегрузках. Источники SEPIC могут отдавать в нагрузку мощность, измеряемую киловаттами, при коэффициенте 0,96 - 0,99 и суммарных гармонических искажениях менее 5% [2]. Архитектура преобразователя SEPICОсновой преобразователя SEPIC служит схема повышающего преобразователя (в англоязычной литературе такие преобразователи называются boost или step-up). Схема повышающего преобразователя показана на рисунке 1 [3]. 
Рисунок 1. Схема повышающего преобразователя Рабочий цикл повышающего преобразователя состоит из двух частей. В первой части ключ Sw замкнут, и к катушке индуктивности L1 приложено входное напряжение Vin. Через катушку течёт ток, нарастающий с течением времени. Во второй части цикла ключ Sw размыкается. В соответствии с фундаментальным свойством индуктивности ток через неё не может измениться мгновенно, поэтому он продолжает течь, но уже через диод D1. Выходное напряжение Vout в такой схеме может быть только выше входного напряжения Vin, так как ток, текущий через катушку при разомкнутом ключе Sw, создаёт на ней падение напряжения, положительное относительно Vin. В схеме SEPIC, показанной на рисунке 2, это ограничение устранено при помощи конденсатора Cp, устанавливаемого между L1 и D1. Очевидно, что он блокирует постоянную составляющую напряжения между входом и выходом. Однако, анод D1 должен быть подключён к определённому потенциалу. Для этого служит вторая индуктивность L2, через которую D1 соединяется с землёй. В зависимости от конкретных требований приложения L2 может быть выполнена отдельно от L1 или намотана на один сердечник с ней. При использовании двух отдельных катушек можно подбирать готовые изделия из каталогов фирм-производителей, что обеспечивает широкий выбор и снижение стоимости. Подобрать готовый трансформатор под конкретные требования сложнее, а применение заказного увеличивает стоимость изделия, но связь между катушками в трансформаторе обеспечивает снижение пульсаций входного напряжения [4].
Рисунок 2. Схема преобразователя SEPIC Отметим два преимущества топологии SEPIC перед топологией повышающего преобразователя. Во-первых, разделительный конденсатор защищает вход схемы от короткого замыкания на выходе. И, во вторых, SEPIC удобнее там, где требуется полное отключение нагрузки, так как в повышающем преобразователе при разомкнутом ключе Sw напряжение на выходе равно входному напряжению минус падение напряжения на диоде.
Для иллюстрации изложения будем использовать Рисунок 3. Паразитные сопротивления элементов L1, L2, Sw и Cp обозначены на нём соответственно как Rl1, Rl2, Rsw и Rcp. 
Рисунок 3. Схема преобразователя SEPIC с учётом паразитных параметров Предположим, что значения пульсаций токов и напряжений намного меньше значения постоянной составляющей. Для начала заметим, что в установившемся режиме падения напряжений на катушках L1 и L2 не имеют постоянной составляющей (если пренебречь падениями напряжения на их паразитных сопротивлениях). Поэтому одна из обкладок конденсатора Cp находится под потенциалом Vin (через катушку L1), а другая - под потенциалом земли (через L2). Тогда выражение для среднего напряжения на конденсаторе Cp будет иметь вид
В некоторых случаях следует также учитывать обратный ток диода D1 и потери в сердечнике от большого градиента индукции. Можно экстраполировать соответствующие значения из (2): xxx = Aaxxx / (1 + Aaxxx) (4), где xxx - минимальный, типовой или максимальный. Постоянная составляющая тока через Cp равна нулю. Это означает, что выходной ток течёт только через L2: Iout = IL2 (5) К рассеиваемой мощности L2 не предъявляется жёстких требований, так как средний ток через L2 всегда равен выходному току и не зависит от изменений входного напряжения Vin. Чтобы вычислить ток через L1 (IL1) , вспомним, что через Cp не может протекать постоянный ток. Таким образом, заряд, протекающий в то время (интервал T), когда ключ замкнут, полностью уравновешивается зарядом, который течёт в то время, когда ключ разомкнут (интервал (1-)T). Когда ключ замкнут, потенциал узла A зафиксирован на уровне 0 В. В соответствии с выражением (1), потенциал узла B равен -Vin, что соответствует обратному смещению диода D1. Ток через Cp есть ток через L2. Когда ключ разомкнут во время (1-T), ток L2 течёт через D1, пока ток L1 течёт через Cp: T * IL2 = (1 - )T * IL1. Зная, что IL2 = Iout, запишем: IL1 = Aaxxx * Iout (6) Так как входная мощность равна выходной мощности, поделенной на к.п.д., IL1 зависит только от Vin. Для заданной выходной мощности IL1 увеличивается, если уменьшается Vin. Зная, что IL2 (и, следовательно, Iout) течёт через Cp во время T, мы выберем Cp так, чтобы пульсации напряжения на нём Vcp были намного меньше Vcp ( = 1..5%). Наихудший случай будет для минимального Vin. Cp ≥ Iout min T / ( Vinmin) (7) Применение высокочастотного контроллера в сочетании с последними достижениями в области создания многослойных керамических конденсаторов (multilayer ceramic capacitors, MLCs) позволяет использовать в качестве Cp небольшой неполярный конденсатор. При этом необходимо убедиться, что он может рассеивать мощность Pcp, выделяющуюся на его паразитном внутреннем сопротивлении Rcp: Pcp = Aamin Rcp Iout2 (8) Rsw, состоящее обычно из сопротивления сток-исток ключа MOSFET, включённого последовательно с шунтом для ограничения максимального тока, вносит следующие потери: Psw = Aamin (1 + Aamin) Rsw Iout2 (9) Потери Prl1 и Prl2 на внутренних сопротивлениях L1 и L2 рассчитываются легко: Prl1 = Aamin2 Rl1 Iout2 (10) Prl2 = Rl2 Iout2 (11) При расчёте потерь на диоде D1 вычислим Vd для суммы токов IL1 + IL2: PD1 = Vd * Iout (12) L1 выбирается так, чтобы доля () пульсаций тока в ней (IL1) составляла от 20% до 50% среднего тока IL1. Наихудший случай для - когда Vin максимально, потому что DIL1 максимально, когда IL1 минимален. Пусть = 0,5: L1min = 2 T (1 - max) Vinmax / Iout (13) Выберем катушку со стандартным номиналом индуктивности, ближайшим к рассчитанному значению, и убедимся, что её ток насыщения удовлетворяет следующему условию: IL1sat >> IL1 + 0.5 IL1 = Aamin Iout + 0.5 T min Vinmin / L1 (14) 1 Расчёты для L2 аналогичны расчётам для L1: L2min = 2 T max Vinmax / Iout (15) IL2sat >> IL2 + 0.5 IL2 = Iout + 0.5 T max Vinmax / L2 (16) Если L1 и L2 намотаны на одном и том же сердечнике, надо выбрать наибольшее из двух значений индуктивности. На один сердечник можно намотать две обмотки с одинаковым числом витков, и, следовательно, с одинаковой индуктивностью. Если же индуктивности будут разными, то напряжения на обмотках будут отличаться и разница будет замыкаться через Cp. Этим полезным свойством пользуются в корректорах коэффициента мощности для уменьшения пульсаций сетевого тока за счет энергии в Ср, то есть при совместной намотке L1 мотают с большим рассеянием относительно сердечника, чем L2 (либо если есть готовый дроссель с одинаковыми обмотками, то L1 искусственно увеличивают) [Error: Reference source not found]. Если обмотки не отличаются друг от друга, то можно уменьшить стоимость изделия, намотав их вместе за одну операцию. Выходной конденсатор Cout должен сглаживать импульсы тока большой величины, поступающие через диод D1 во время Toff. Поэтому Cout должен быть высококачественным компонентом, так же, как и в топологии Fly-Back. К счастью, современные керамические конденсаторы имеют очень низкое эквивалентное последовательное сопротивление (ESR). Минимальная ёмкость Cout определяется из допустимого значения пульсаций выходного напряжения Vout:
Используя выражение (2), мы сначала рассчитали идеальный коэффициент усиления Ai для минимального, типового и максимального входного напряжения Vin, получив соответственно 1,555, 1,2 и 0,84. Подставив эти числа в выражение (3), получим более точные коэффициенты Aaxxx, равные 1,735, 1,292 и 0,88 соответственно. И соответствующие коэффициенты заполнения получаются из выражения (4): 0,634, 0,563 и 0,468. Ток через катушку L2 (IL2) равен 0,38А в соответствии с выражением (5), а IL1 изменяется в зависимости от Vin. При помощи формулы (6) мы получили значения IL1 , равные 0,659А, 0,491А и 0,334А для заданных значений входного напряжения. Из выражения (7) мы получили для заданной величины = 5% минимальную ёмкость Cp, равную 3,5 мкФ. Расчётное напряжение для Cp получается из (1). Современные многослойные керамические конденсаторы обеспечивают Rcp до 50 мОм, при этом потери мощности, рассчитанные по формуле (8), составят 12,5 мВт. Следующие параметры рассчитаны для наихудшего случая, то есть минимального входного напряжения Vin:
Двуполярный источник напряжения на основе преобразователя SEPICНа основе импульсного преобразователя напряжения с топологией SEPIC путём добавления нескольких пассивных компонентов можно получить двуполярный симметричный источник напряжения. Для получения отрицательного напряжения из положительного существует схема преобразователя Чука (см. Рисунок 5). 
Рисунок 5. Схема преобразователя Чука Если сравнить эту схему со схемой преобразователя SEPIC, приведённой на рисунке 2, то очевидно, что левые части этих схем одинаковы до разделительного конденсатора включительно. Выходное напряжение преобразователя SEPIC рассчитывается (если пренебречь малыми величинами) по формуле
Рисунок 6. Двуполярный источник напряжения на основе преобразователя SEPIC Эта схема была предложена на форуме в Интернете [Error: Reference source not found] участником форума rod. Расчёт элементов такой схемы проводится аналогично описанному выше расчёту преобразователя SEPIC. Отличие состоит в том, что номиналы индуктивностей L2 и L3 должны быть удвоены по сравнению с расчётными, так как ток, поступающий через L1, распределяется на два выхода. Пример разработки двуполярного источникаРассмотрим пример практической реализации двуполярного источника напряжения, описанного в предыдущем разделе. Этот пример взят из реально разрабатываемого мною устройства, для питания которого потребовался маломощный малогабаритный вторичный источник. Конечно, у каждого разработчика не только свои требования к создаваемой схеме, но и свои пути поиска решений. Я надеюсь на то, что кому-то может пригодиться мой опыт, а также и на то, что кто-нибудь из читателей поделится своим опытом решения подобных задач, например, участвуя в обсуждении [Error: Reference source not found]. Сформулируем требования к разрабатываемому изделию:
Будем продвигаться в следующем порядке:
Выбор микросхемы преобразователяПервое место выбора микросхемы преобразователя диктуется комплексом требований, предъявляемых к схеме. Действительно, требуется получить минимально возможные габариты. При современном уровне миниатюризации полупроводниковых устройств наибольшее влияние на габариты устройства в целом окажут габариты индуктивностей. А они, в свою очередь, обратно пропорциональны частоте работы микросхемы преобразователя - конвертера или контроллера. Следовательно, прежде всего надо ознакомиться с номенклатурой доступных преобразователей, определить максимальные частоты, на которых они могут работать, и выбрать наиболее подходящий тип. При этом следует учитывать и другие параметры преобразователей, определяемые требованиями к устройству: диапазоны входных и выходных напряжений, диапазон рабочих температур, максимально допустимый ток ключа (для конвертера со встроенным ключом), доступность. Также надо учесть специальные требования: возможность внешней синхронизации и выключения. Часто можно встретить утверждение, что для построения преобразователя с топологией SEPIC можно использовать любую микросхему, предназначенную для использования в повышающих преобразователях (boost). Однако, это не так. Например, не подходит микросхема TPS61120 фирмы Texas Instruments из-за особенностей её алгоритма запуска: открывают выходной ключ (в обычной, несинхронной схеме там стоит диод) и ждут, пока напряжение на выходе не поднимется до входного. В топологии SEPIC нет прямого пути прохождения постоянного тока со входа на выход, соответственно, выходной конденсатор таким способом никогда не зарядится [Error: Reference source not found]. Об этом есть специальное указание на сайте фирмы. Надёжнее всего ориентироваться на микросхемы, для которых в справочных данных явно указана возможность работы в топологии SEPIC, или же уточнить в службе поддержки фирмы - изготовителя. В противном случае необходимо очень тщательно изучить справочные данные. Под свою ответственность... Наибольшее количество типов микросхем для построения импульсных источников питания выпускают фирмы Texas Instruments www.ti.com, National Semiconductor www.national.com, Maxim-Dallas www.maxim-ic.com, Linear Technology www.linear.com, On Semiconductor www.onsemi.com. На сайтах этих фирм работают удобные поисковые системы, позволяющие отбирать и сортировать микросхемы по заданным параметрам. Рассмотрев ассортимент микросхем, предлагаемый этими фирмами и рядом других, можно сделать вывод, что во время написания этой статьи (сентябрь 2006 года) наибольшие частоты работы импульсных преобразователей, в основном, лежат в диапазоне 500..1500 кГц. Будем ориентироваться на преобразователи, которые могут работать на таких частотах. Множество микросхем будет отсеяно из-за повышенных требований к диапазону входных напряжений: для большинства высокочастотных преобразователей входное напряжение не должно превышать 10В. В связи с небольшой серийностью изделия возможно использование только тех комплектующих, которые можно приобрести в небольших количествах. Доступность микросхем будем определять по данным сайтов www.efind.ru и www.chipfind.ru. Я могу с уверенностью утверждать, что, если на этих сайтах размещено не менее трёх-четырёх розничных предложений какого-либо изделия, то это изделие можно приобрести в России в небольших количествах, пусть даже с доставкой по почте. После проверки на доступность было отклонено много микросхем фирмы Linear Technology. Несмотря на то, что изделия этой фирмы имеют хорошие параметры и достаточно распространены в России, в продаже, в основном, имеются их версии с диапазоном температур под названием Extended Commercial. Для него указываются рабочие температуры -40C до +85C, но при этом приводится оговорка вида: «Note 2: The XXXXXX is guaranteed to meet performance specifications from 0°C to 70°C. Specifications over the –40°C to 85°C operating temperature range are assured by design, characterization and correlation with statistical process controls.». Это означает, что правильная работа изделия при отрицательных температурах не гарантируется. Версии с подлинным индустриальным диапазоном рабочих температур в небольших количествах купить затруднительно. Кроме того, изделия этой фирмы обычно предлагаются по довольно высокой цене. В результате поисков определились три подходящие микросхемы: LM3488MM фирмы National Semiconductor и пара микросхем MAX668EUB/MAX669EUB фирмы Maxim-Dallas. У этих микросхем много общего: они выпускаются в малогабаритных 10-выводных корпусах одинакового размера, для них требуется один внешний транзистор, многие параметры похожи, цены различаются незначительно. Но максимальная частота преобразования у LM3488MM в два раза выше: 1 МГц против 500 кГц у MAX668EUB/MAX669EUB. Таким образом, выбор пал на LM3488MM. И ещё одна деталь: бесплатные образцы микросхемы LM3488MM я получил в Санкт-Петербурге на проходной своего предприятия в течение недели после оформления заказа на сайте фирмы National Semiconductor.
Определим частоту преобразования. Для этого сначала найдём минимальный коэффициент заполнения, соответствующий заданному максимальному входному напряжению, по следующей формуле: D = (Vout - Vdiode) / (Vout + Vin - Vq + Vdiode) (24) Здесь D - коэффициент заполнения, Vout и Vin - соответственно выходное и входное напряжения преобразователя, Vdiode - падение напряжения на диоде, Vq - падение напряжения на открытом ключевом транзисторе. Так как наша схема рассчитана на относительно небольшой ток, падением напряжения на мощном полевом транзисторе в данном случае можно пренебречь. Подставив в формулу максимальное входное напряжение 12,5В, выходное напряжение 11В и падение напряжения на диоде Шоттки 0,4В, получим минимальный коэффициент заполнения 0,48. Из справочных данных на микросхему LM3488MM известно, что минимальное время включения выходного транзистора для неё составляет 550 нс. Тогда минимальный период частоты преобразования составит 550 / 0,48 = 1146 нс и, следовательно, максимальная частота преобразования не должна превышать 873 кГц. Ближайшая частота внешней синхронизации, которую можно получить в разрабатываемом устройстве, составляет 750 кГц. Следовательно, дальнейшие расчёты будем вести для частоты преобразования 750 кГц. Теперь определим минимально допустимые значения индуктивностей катушек, при которых схема будет работать в режиме непрерывных токов. Для индуктивности L1 формула имеет вид L1 > (Vin - Vq) * (1 - D) / (2 * Iout * Fs) (25), где Fs - частота преобразования. Очевидно, что максимальное значение индуктивности получается для минимального коэффициента заполнения. Снова пренебрежём Vq, подставим значения остальных параметров и получим минимально допустимую индуктивность 43 мкГ. Затем рассчитаем индуктивность выходной катушки по формуле L2 > (Vin - Vq) * D / (2 * Iout * Fs) (26) Здесь максимальное значение индуктивности получается при максимальном коэффициенте заполнения, равном 0,72. Оно равно 39 мкГ. Вспомним, что для нашего двуполярного источника это значение надо удвоить: 78 мкГ. Для выбора конкретных катушек индуктивности необходимо определить максимальный ток, который будет протекать через них в схеме. Он складывается из постоянной составляющей и амплитуды пульсаций. Для входной катушки постоянная составляющая тока будет равна Iavg = D * Iout / (1 - D) (27), а для выходной катушки она равна выходному току. Двойная амплитуда пульсаций тока в катушке равна IL = (Vin - Vq) * D / L / Fs (28) Отсюда максимальный ток через входную катушку будет равен 0,563А, а через выходную - 0,148А. С учётом диапазона рабочих температур, максимально допустимой высоты и доступности были выбраны индуктивности семейства B82462G4 фирмы EPCOS: B82462G4473M с номинальной индуктивностью 47 мкГ и активным сопротивлением до 0,34 Ома и B82462G4104M на 100 мкГ и 0,58 Ома. Далее можно перейти к выбору полевого транзистора. Он должен выдерживать максимальное напряжение Vsw max = Vin + Vout + Vdiode (29), что для нашего случая равно примерно 24В. Максимальный ток через этот транзистор равен Isw max = IL1avg + Iout + (IL1 + IL2)/2 (30) Для нашей схемы это равно 0,25+0,1+0,1/2 = 0,4А. В примерах из [Error: Reference source not found] рекомендуется транзистор IRF7807. Но этот транзистор имеет довольно большие габариты (корпус SOIC-8) и рассчитан на ток до 6,6А, что для нашей схемы явно избыточно. Хорошим выбором будет транзистор FDN5630 фирмы Fairchild Semiconductor. Он выпускается в корпусе, аналогичном SOT-23, рассчитан на ток до 1,7А и максимальное напряжение сток-исток 60В. При этом его быстродействие выше, чем у IRF7807, следовательно, потери на переключение будут меньше. Применяемый в схеме диод должен выдерживать тот же ток, что и ключевой транзистор, а его предельное обратное напряжение должно превышать сумму входного и выходного напряжений. Кроме того, для снижения потерь это должен быть диод Шоттки. Из огромного разнообразия предлагаемых различными изготовителями диодов был выбран достаточно небольшой MBR140SFT фирмы On Semiconductor с максимальным током 1А и обратным напряжением до 40В. Разделительный конденсатор рассчитывается по следующей формуле: Cp > L1 * Iout2 / (Vin - Vq)2 (31) Расчёт для нашей схемы даёт ёмкость 23 нФ. На этом расчёт схемы можно закончить и перейти к моделированию. Расчёт элементов схемы, специфичных для микросхемы LM3488MM, мы рассматривать не будем. Для определения их параметров можно использовать как методики из справочных данных, так и средство интерактивного проектирования Webench на сайте фирмы National Semiconductor. Моделирование преобразователяМоделирование будем проводить в программе Micro-Cap. Это широко известная программа, удобная, простая в освоении и быстро работающая. Сначала создадим схему для моделирования (Рисунок 7). 
Рисунок 7. Схема для моделирования двуполярного преобразователя. На этой схеме резисторы R1, R2 и R9 отображают паразитные сопротивления катушек L1, L2 и L3, резисторы R4 и R7 - паразитные сопротивления многослойных керамических конденсаторов C2 и C4. Резисторы R6 и R8 имитируют нагрузку. Резистор R5 - это токоизмерительный резистор для схемы ограничения тока LM3488MM. Запись вида L(L2) возле L3 означает, что индуктивность L3 равна индуктивности L2. Как принято в пакете Micro-Cap, при задании и отображении значений различных величин используются буквы, обозначающие доли единиц измерения: n - нано, u - микро, m - милли. Запись 10u рядом с конденсатором, например, означает 10 мкФ. Элемент V2 - это импульсный генератор (библиотечный компонент Pulse Source). Он будет имитировать микросхему LM3488MM. Перед началом моделирования нам необходимо задать его параметры (см. Рисунок 8). Большинство параметров мы оставим такими, какими они были определены по умолчанию. Определим только уровни и временные параметры импульсов. Уровни задаются в полях VZERO (нижний уровень) и VONE (верхний уровень). Нижний уровень, очевидно, должен быть равен нулю. А верхний уровень сделаем равным 4В, имея в виду проконтролировать в ходе моделирования надёжное открывание ключевого транзистора FDN5630 при напряжении питания 4,5В. Поля P1..P4 задают временные параметры импульсов. На рисунке показаны эти параметры для наименьшего коэффициента заполнения. Назначение любого из полей ввода можно определить, наведя на него указатель мыши: при этом в нижней части окна установки параметров появится подсказка.
Рисунок 8. Задание параметров генератора Следующим шагом будет составление задания для моделирования. Будем использовать анализ переходных процессов (Transient Analysis). Вызовем окно управления этим видом анализа через пункт меню Analysis - Transient... или клавишами Alt+1 и составим задание так, как показано на Рисунок 9.
Рисунок 9. Составление задания на моделирование. В результате выполнения этого задания мы получим графики изменения во времени выходных напряжений (верхний график, цифра 1 в столбце P) и токов через индуктивности (нижний график). Напряжение на отрицательном выходе и ток через его катушку удобно отобразить инвертированными, чтобы все графики лежали выше оси абсцисс, и, следовательно, смотрелись крупнее. Запустим задание на выполнение, щёлкнув по кнопке Run. Результат показан на Рисунок 10.
Рисунок 10. Результат моделирования переходного процесса в схеме преобразователя. Очевидно, что бросок тока более 2А после включения схемы будет в реальности сглажен схемами плавного старта и ограничения тока, встроенными в микросхему LM3488MM. На верхнем графике видно, что полученные выходные напряжения близки к расчётному значению 11В. Теперь увеличим масштаб изображения по осям времени, напряжений и токов в области установившегося режима (Рисунок 11). 
Рисунок 11. Подробное исследование результатов моделирования. На верхнем графике видно, что максимальный двойной размах пульсаций выходного напряжения (на выходе положительного напряжения) не превышает 7 мВ. Нижний график показывает, что схема работает в режиме непрерывных токов, так как ток через любую катушку в любой момент времени превышает 36 мА. Далее можно экспериментировать с моделью, изменяя её параметры и наблюдая изменения в работе схемы. Например, попробуем имитировать асимметричную нагрузку. Для этого уменьшим верхний нагрузочный резистор R6 вдвое, чтобы ток, отбираемый от верхнего плеча, был вдвое больше. Такая ситуация может иметь место, например, при питании от положительного источника некоторого количества цифровых микросхем. Результат показан на Рисунок 12. 
Рисунок 12. Моделирование двуполярного источника с несимметричной нагрузкой. На рисунке видно, что средняя разница между модулями положительного и отрицательного выходных напряжений не превышает 125 мВ, или около 1%. Такая асимметрия вполне приемлема для подавляющего большинства практических применений.
В заключение можно привести его принципиальную электрическую схему (см. Рисунок 13).  Рисунок 13. Принципиальная электрическая схема рассчитанного источника питания
Список литературы1 В разных источниках можно найти разные формулы для расчёта индуктивностей SEPIC преобразователя. Так, например, в [4] приводятся формулы, аналогичные (13) и (15), но коэффициент 2 в них находится в знаменателе, а не в числителе. Это, очевидно, даёт вчетверо меньшие номиналы индуктивностей. Тем не менее, компьютерное моделирование работы схемы показывает, что индуктивности, рассчитанные по [4], достаточны для работы преобразователя в режиме непрерывных токов. В [5] приводится третий вариант, результаты расчётов по которому ближе к результатам [4]. В настоящей статье полностью приводится методика расчёта из [3], так как из всех методик, найденных мною, она наиболее подробна и позволяет рассчитать наибольшее число параметров. 1 Guess what: underutilized SEPIC outperforms the flyback topology. By John Betten and Robert Kollman, Texas Instruments, Dallas. Planet Analog, 8N; 05, 2005 (7:54 PM). Статью можно найти в Интернете по адресу http://www.planetanalog.com/showArticle.jhtml?articleID=165600702. 2 Дополнительный выход отрицательного напряжения с SEPIC. Тема на интернет-форуме http://electronix.ru/, расположенная по адресу http://electronix.ru/forum/index.php?showtopic=19981&st=0&p=147092&#entry147092 3 SEPIC Equations and Component Ratings. Application Note 1051. Материал с сайта фирмы Maxim-Dallas http://www.maxim-ic.com/. 4 LM3488. High Efficiency Low-Side N-Channel Controller for Switching Regulators. Материал с сайта фирмы National Semiconductor http://www.national.com/. 5 Jack Palczynski. Versatile Low Power SEPIC Converter Accepts Wide Input Voltage Range. Материал с сайта фирмы Texas Instruments http://www.ti.com/. жүктеу/скачать 263 Kb. Достарыңызбен бөлісу:
|
