Лекция Возбудители радиопередатчиков Возбуждение колебаний, автогенераторы

Несущие колебания в современных радиопередатчиках формируются, как правило, блоками возбудителей колебаний. Частоты возбудителей обычно существенно меньше, чем требуемые частоты несущих, что делается в целях обеспечения высокой стабильности частот. Получение величин частот несущих достигается путём умножения или преобразования частот возбудителей. Основными параметрами колебаний возбудителей являются: диапазонность частот, т.е f_мин …. f_макс, стабильность частот, т.е. абсолютная и относительная стабильности, дискретность перестройки частот, выходная мощность колебаний возбудителя. Абсолютная стабильность: Δf = | f_т - f_н | - разность между текущим и номинальным значениями частоты. Относительная стабильность: δ = Δf / f_н . Дискретность перестройки частот f_g, т.е. разность между соседними частотами, колеблется от десятков кГц (на УКВ) до долей Герца (на СВ и ДВ-диапазонах). На КВ-диапазоне дискретность составляет величины от единиц до сотни Герц. Иными словами, возбудители – это высокоточные, высокостабильные формирователи колебаний. Количество частот (сетка частот), которые может выдавать возбудитель, колеблется от единиц до сотен тысяч. Выходные мощности колебаний имеют, обычно, величины порядка десятков милливатт.

Непременными узлами возбудителей являются автогенераторы частот, которые строятся по схемам, имеющим активный элемент с отрицательным динамическим сопротивлением (с падающими участками вольтамперных характеристик), либо по схемам усилителей с положительной обратной связью. Отрицательное динамическое сопротивление активного элемента (туннельного диода, диода ГАННА, например) компенсирует сопротивление активных потерь колебательного контура автогенератора, вызывая в контуре незатухающие собственные колебания. Положительная обратная связь в резонансном усилителе создаёт условие компенсации потерь энергии в нагрузочном контуре усилителя, обеспечивая стационарный (незатухающий) режим колебаний. Частоты колебаний в автогенераторах определяются параметрами колебательных, резонансных контуров.

Рис.4.1

Анализ работы автогенератора как усилителя с положительной обратной связью более сложен, приведём его элементы. Структурная схема устройства – рис. 4.2. Активный четырёхполюсник (АЧП) характеризуется крутизной ВАХ Ś (комплексная величина), коэффициентом передачи цепи обратной связи – Ќ, выходным сопротивлением активного четырёхполюсника как усилителя (или входное сопротивление цепи обратной связи) – Ź.

Ќ

Рис. 4.2

Ś· Ź ·Ќ = 1. (4.1)

Условие (4.1) именуется условием баланса в автогенераторе, оно разбивается на два частных условия:

S·Z·K = 1 – условие баланса амплитуд (произведение модулей);

φ_s + φ_z +φ_k = 2π n, n = 0,1,2,….. – условие баланса фаз.

Смысл этих условий: в любой точке замкнутой петли выходящий сигнал должен возвратиться обратно точно таким же.

Для начала возбуждения колебаний должны быть выполнено условие:

S·Z·K > 1.

Активные элементы схем автогенераторов имеют обычно три электрода, подсоединяемых к избирательной системе в схемах. Это: эмиттер, база, коллектор - в транзисторных АГ, катод, сетка, анод – в ламповых АГ. Поэтому схемы автогенераторов часто именуют трёхточечными схемами. Эквивалентная схема трёхточки имеет вид, рис. 4.3. На рисунке: X1…X3 – реактивные сопротивления между электродами активного элемента (активными сопротивлениями пренебрегаем из-за их малости). В совокупности реактивные элементы составляют избирательную систему автогенератора – колебательный контур. Для выполнения условия баланса, т.е. условия автогенерации, необходимо, чтобы соотношения между X1…X3 были следующими:

Рис.4.3

X1·X2 > 0, X2·X3 < 0, X1·X3 < 0, ׀X3׀>׀X2׀.

Иными словами: звенья Х1 и Х2 должны иметь одинаковые знаки реактивных сопротивлений, т.е. быть оба ёмкостями либо индуктивностями на частоте генерации. Звено Х3 должно иметь обратный знак, т.е. быть индуктивностью либо ёмкостью соответственно. Поэтому различают два вида трёхточек: ёмкостная (Х1 = - 1/ωC1, X2 = - 1/ωC2, X3 = ωL3) и индуктивная (Х1 = ωL1, X2 = ωL2, X3 = - 1/ ωC3). На практике чаще используется ёмкостная трёхточка, обладающая большей стабильностью частоты. На рис. 4.4 дан пример практической схемы такой трёхточки.

Рис. 4.4

Стабильность частоты задающих автогенераторов возбудителей передатчиков – непременное требование в современных радиотехнических системах. Величина относительной стабильности в зависимости от назначений передатчиков колеблется в пределах 10^-4….10^-8 и менее. На стабильность частоты влияют многие факторы: температура, напряжения источников питания, давление, влажность, тряски аппаратуры и т.д. В качестве мер защиты от влияния этих внешних факторов применяют: герметизацию схем АГ, термостабилизацию схем, специальные защитные покрытия плат со схемой, амортизацию, слабонапряженные режимы работы схем АГ, высокостабильные элементы схем и многое другое.

Параметрами, помогающими оценить степень стабильности АГ, служат: величина фиксирующей способности избирательной системы АГ и величина эталонности частоты АГ. Фиксирующая способность является параметром, указывающим на степень изменения частоты АГ при изменении баланса фаз в АГ (см. 4.2.1). Выражение для этого параметра определяется формулой:

ε = Δω/ω = Δφ / (ω·dφ(ω)/dω), (4.2)

где: Δφ – величина нестабильности баланса фаз, φ(ω) – фазочастотная характеристика избирательной системы АГ, ω – частота автогенерации, dφ(ω)/dω – производная ФЧХ в точке ω. Для достаточно добротной избирательной системы (контура) величина ε = Δφ /2Q, где Q – добротность контура. Отсюда видно, что на фиксирующую способность (как относительную стабильность Δω/ω) существенно влияет добротность избирательной системы АГ (контура). Чем больше добротность контура, тем стабильнее частота АГ.

Эталонность частоты АГ определяется степенью влияния внешних факторов на параметры элементов избирательной системы АГ: на величины ёмкости, индуктивности колебательного контура АГ. Наиболее величина эталонности зависит от температуры. Так как частота настройки контура определяется формулой ω = 1/, то Δω/ω = - 1/2(ΔС/С +ΔL/L), т.е. относительная нестабильность частоты АГ зависит от относительной нестабильности С и L. В отношении влияния температуры используют понятия и величины т.н. температурных коэффициентов элементов и частоты – относительные нестабильности на один градус Цельсия - ТКЕ, ТКИ, ТКЧ. Так, например, ТКЕ (температурный коэффициент ёмкости) α_Е = ΔС/СТ^о. Тогда ТКЧ (частоты): α_F =1/2 (α_E + α_И). Таким образом, для повышения стабильности частоты АГ следует применять элементы с малыми значениями α_Е и α_И.

Требованиям высокой фиксирующей способности и высокой эталонности удовлетворяют кварцевые резонаторы. Кварцевый резонатор представляет собой пластинку кристалла кварца (чаще всего плоскую и круглую), специальным образом вырезанную из кристалла, на плоскостях которой напылены тонкие слои серебра, к последним припаяны контактные проводники, рис. 4 5.

Рис. 4.5

C_о

Рис. 4.6

На рисунке: L_к – эквивалентная индуктивность кварцевого резонатора (Квр), С_к – эквивалентная ёмкость Квр, r_к – эквивалентное сопротивление потерь Квр, С_о – ёмкость кварцедержателя. Величины этих элементов (ориентировочно): L_к = единицы Генри, С_к = 0,01…0,1 пФ, r_к = единицы Ом, C_о = десятки пФ.

Из рис. 4.6 видно, что резонатор обладает двумя резонансными частотами:

ω_посл = 1/ - последовательный резонанс, ω_пар =1/ - параллельный резонанс, С_п = С_кС_о/(С_к +С_о). Эти частоты очень близки, т.к. С_о>>C_к. Тем не менее в схемах кварцевых АГ используются оба вида резонанса. Различают схемы кварцевых АГ при включении кварца между электродами транзистора и при включении кварца в цепь обратной связи АГ. Следует понимать, что при ω_посл – резонатор имеет малое R_oe = r_к, при ω_пар– большое R_oe.

Различают схемы Аг с Квр: с включением кварца между электродами транзистора (как звено Х_i на схеме рис. 4.3) и с включением кварца в цепь обратной связи ( рис. 4.8) между эмиттером и точкой соединения звеньев Х2 и Х3. В первом случае (рис. 4.7) кварцевый резонатор работает около частоты параллельного резонанса, имея реактивный характер сопротивления Х3, во втором случае работает на частоте последовательного резонанса, имея малое активное сопротивление, чем обеспечивается включение цепи обратной связи.

Рис. 4.7

Рис. 4.8

Синтезаторы частот являются функциональной частью возбудителей несущих частот передатчиков. Они формируют т.н. сетку частот с параметрами, отмеченными в вводной части этой лекции. Структура возбудителей имеет вид, представленный на рис. 4.9.

f_опi f_в

Рис. 4.9
На рисунке: ДОЧ – датчик опорных частот f_опi, которых может быть несколько, СЧ – синтезатор частот, формирующий из опорных частот колебание выходной частоты f_в. Выходная частота СЧ не обязательно равна частоте несущей передатчика, часто она существенно ниже несущей (с целью повышения стабильности частоты), в дальнейших каскадах передатчика частота СЧ может быть подвергнута умножению (см. Тексты лекций. Часть I).

ДОЧ может быть построен по двум основным схемам: по многокварцевой и однокварцевой. В первом случае ДОЧ содержит несколько кварцевых АГ, формирующих сетки частот с разной дискретностью: ГГС (генератор грубой сетки) частот f_ГГСn, ГСС (средней сетки) частот f_ГССm, ГТС (точной сетки) частот f_ГТСk, где n, m, k – номера частот генераторов. Самая большая дискретность частот – у ГГС, самая малая – у ГТС, последняя и определяет дискретность перестройки частот возбудителя. Формирование f_в в СЧ происходит путём суммирования выбранных частот всех генераторов на преобразователях частоты:

f_в = f_ГГСn + f_ГССm + f_ГТСk. (4.3)

Такой способ формирования f_в применяется обычно при сравнительно большой дискретности частот возбудителя (единицы, десятки кГц) – в диапазоне УКВ передатчиков, например.

В однокварцевых схемах ДОЧ используется всего один высокостабильный кварцевый задающий АГ. Опорные частоты в этом случае формируются путём умножения, деления частоты этого генератора в нескольких каналах схемы ДОЧ.

Синтезаторы частот, в свою очередь, подразделяются на СЧ с пассивной фильтрацией частот колебаний и СЧ с активной фильтрацией. В СЧ с пассивной фильтрацией происходит процесс в соответствии с (4.3) путём выделения (после преобразования частот) фильтрами частот f_ГГСn + f_ГССm, затем f_ГГСn + f_ГССm + f_ГТСk и т.д. В схемах СЧ с активной фильтрацией процесс формирования f_в иной, рассмотрим его, обратившись к схеме рис. 4.9.

На схеме рис. 4.10 происходит фазовая автоподстройка частоты (ФАПЧ) перестраиваемого автогенератора (ПГ) f_пг с точностью до фазы эталонного задающего АГ (ЭЗГ), работающего на высокостабилизированной частоте f_эт. Для этого частота f_пг преобразуется в смесителе (СМ) с необходимой частотой ДОЧ f_опi так, чтобы f_опi + f_пг ≈ f_эт. Частоту f_опi + f_пг выделяет полосовой фильтр (ПФ). Фазовый детектор (ФД) подстраивает фазу колебания с частотой f_опi + f_пг под фазу эталонной частоты. Выходное управляющее напряжение ФД подаётся на ПГ с целью обеспечения стабильности его колебаний, равной стабильности ЭЗГ. Величину дискретности перестройки частоты ПГ задаёт ДОЧ. Обычно ПГ строится по простой схеме АГ на основе туннельных диодов (рис. 4.1) с варикапом в схеме избирательной системы АГ. На варикап и подаётся управляющее напряжение от ФД.

f_опi f_пг f_в

f_эт

Рис. 4.10

СЧ с активной фильтрацией применяется в передатчиках с малой дискретностью сетки частот, в диапазонах длинных, средних и коротких волн. На практике имеют место также СЧ типа декадных, выступающих как ДОЧ в СЧ активного типа, и как самостоятельные СЧ [1].

[1] с. 81-96, [2] с. 326-343, [3] с. 120-162.

Виды высокочастотных трактов радиопередатчиков рассмотрены в части первой текстов лекций. Напомним, что этот тракт находится между выходом возбудителя и антенным входом передатчика. Он содержит: выходной (самый мощный) каскад, предоконечный каскад, промежуточные каскады (усилители, умножители частот), полосовой согласующий фильтр выходного каскада с импедансом антенного входа или импедансом линии, ведущей к антенне. Рассмотрение Вч-тракта начнём с выходного каскада (ГВВ).

Выходной каскад радиопередающих устройств (РПДУ) является усилителем мощности колебаний на несущей частоте, которые модулированы передаваемым сигналом, поэтому он часто именуется генератором с внешним возбуждением (ГВВ). Эти каскады могут строиться на электронной лампе или на транзисторе. Схемы каскада бывают двух видов: с последовательным питанием анодной или коллекторной цепи и с параллельным питанием цепи.

Рис. 5.1
Эти схемы изображены на рис.5.1а – последовательное питание; рис. 5.1б – параллельное питание. Схемы на лампах - аналогичны, только вместо базы транзистора – управляющая сетка лампы, вместо эмиттера – катод, вместо коллектора – анод лампы. На схемах рис. 5.1: U_б0 – смещение на базе (сетке), U_к0 – напряжение источника питания коллектора (анода).

ГВВ может работать в двух режимах. Режим 1-го рода – без отсечки коллекторного (анодного) тока, когда переменная составляющая этого тока повторяет полностью форму напряжения возбуждения – линейный режим усиления. В режиме 2-го рода – с отсечкой коллекторного (анодного) тока; форма переменной составляющей этого тока имеет усечённый вид – отрезки синусоиды. Этот режим является режимом нелинейного усиления. Режимы обоих родов задаются напряжениями смещения и амплитудой напряжения возбуждения. На рис. 5.2 показана сущность этих родов усиления.

а б

Рис. 5.2

Θ меняется в пределах от 0 ( транзистор или лампа заперты) до 180 градусов (линейный режим усиления). Меняя угол отсечки (смещением и амплитудой возбуждения), можно оптимизировать электронный режим ГВВ, обеспечивая и необходимую мощность выхода по первой гармонике Р₁, и приемлемый КПД ГВВ. Энергетические параметры ГВВ определяются следующими соотношениями:

полезная колебательная мощность Р₁ = U₁I₁/2 = U₁² /2R_oe = I₁²R_oe/2, где U₁ и I₁ – амплитуды напряжения и тока первой гармоники в нагрузке каскада; R_oe – эквивалентное сопротивление нагрузки (колебательного контура каскада). Этот контур (см. схемы рис. 5.1) обычно настроен на первую гармонику напряжения возбуждения ГВВ. Заметим, что контур может быть настроен и на другие гармоники, тогда каскад работает в режиме умножения частоты. Далее: Р₀ = I₀U_k0 – мощность, потребляемая от источника питания, Р_к = Р₀ – Р₁ – мощность рассеяния на каскаде (потери), η_э = Р₁/Р₀ – электронный КПД каскада. Теперь приведём некоторые расчетные формулы для значений различных параметров режима работы ГВВ. Ток в коллекторе ГВВ:

i_к(t) = SU_б (cosωt - cos Θ). (5.1)

Это хорошо известная запись уравнения для коллекторного тока при условии малых инерционных явлений на р-n переходах (ωτ_вх ≈ 0), что имеет место при правильном выборе транзистора: f ≤ f_гр – граничной частоты транзистора. В (5.1): S=Δi_к/ΔU_б – крутизна проходной вольтамперной характеристики транзистора i_к = f(U_б), U_б – амплитуда напряжения возбуждения на базе.

Связь между напряжением смещения на базе Е_б, напряжением отсечки тока базы Е^’, амплитудой напряжения возбуждения на базе U_б и Θ определяется формулой:

cos Θ = - (Е_б - Е^’) / U_б. (5.2)

Заметим, что из поведения токов I₁ и I₀ в зависимости от Θ следует, что КПД растёт с уменьшением Θ, а полезная мощность Р₁ растёт с увеличением Θ вплоть до 120^о, потом уменьшается, близкая к максимуму Р₁ имеет место в диапазоне изменений Θ = 75^о…130^о. Поэтому на практике часто выбирают угол отсечки, равный 90^о, что удобно технически и обеспечивает достаточно большой КПД (порядка 0,7…0,8). Подробный расчёт ГВВ можно найти в [2,4].

В ламповых схемах выходных каскадов передатчиков достаточно высокие мощности можно получить, используя только один каскад на лампе, но при этом требуются высокие напряжения питания, что эксплуатационно неприемлемо для бортовых радиостанций. В наземных радиостанциях применение ламповых усилителей мощности встречается часто из-за достаточно эффективной защиты блоков и возможности увеличения габаритов блоков. В бортовой аппаратуре эти возможности жестко ограничены. В то же время разработка высокочастотных транзисторов позволяет использовать их в выходных каскадах как наземных, так и в бортовых передатчиках. Но при этом мощностные ограничения транзисторных усилителей мощности приводят к необходимости строить выходные каскады передатчиков по схемам сложения мощностей нескольких идентичных по схемам усилителей (модулей).

Классификация схем сложения мощностей такова: параллельное сложение мощности модулей, последовательное сложение, мостовые схемы сложения. На рис. 5.4 представлена схема параллельного сложения мощностей модулей (трёх, для примера), когда все выходы модулей подсоединены к общей нагрузке, общему согласующему полосовому фильтру, например. При этом надо иметь в виду, что выходное сопротивление каждого модуля R_oe (одинаковое) должно быть таким: R_oe = n R_н, где n – число модулей.

U_в

К общей нагрузке R_н

Рис. 5.4

На рис. 5.5 изображена схема последовательного сложения мощностей, когда выходные напряжения с R_oe модулей последовательно складываются в цепи последовательно соединённых вторичных обмоток выходных трансформаторов модулей. При этом R_н = n R_oe модулей.

U_в

к общей R_н

Рис. 5.5

Важным условием в системах сложения мощностей является условие малого влияния модулей и их параметров друг на друга. Наиболее полно эти условия выполняются в системах сложения мощностей мостового типа. Суть работы такой системы пояснена на рис. 5.6.

Рис. 5.6

Рис. 5.7

Промежуточные каскады строятся либо по схемам усилителей мощности (при сравнительно малых мощностях), либо по схемам умножения частоты. В последнем случае это могут быть схемы типа ГВВ в нелинейном режиме с соответствующим выбором угла отсечки, обеспечивающим максимум полезной мощности на нужной гармонике входного колебания (для умножения на 2 – 60^о, при умножении на 3 – порядка 45^о, т.е. по максимуму функции Берга для соответствующей гармоники). Другим видом умножителей являются параметрические умножители частоты на диодах типа варакторов. Здесь применяются два типа умножителей: с последовательным включением диода и параллельным включением. Эти схемы приведены на рис. 5.8, где слева - схема с параллельным включением диода (АЭ – активный элемент), справа – с последовательным включением.

На первой схеме фильтры Ф₁ и Ф₂, настроенные на частоту входного колебания ω₁ и выходного ω₂ = nω₁, являются последовательными колебательными контурами. На второй схеме – фильтры являются параллельными колебательными контурами. На рис. 5.9 даны принципиальные схемы приведённых выше схем. В реальных схемах включаются также дополнительные фильтры для подавления ненужных гармоник на входе и на выходе умножительных схем. Пример такой схемы приведён на рис. 5.10.

Рис. 5.10

На этой схеме С1,L1 – входной последовательный фильтр, С4,L3 – выходной последовательный фильтр, настроенный на третью гармонику входного колебания ω₁, последовательный фильтр L2,C3 настроен на вторую гармонику ω₁ и подавляет эту гармонику своим малым сопротивлением. Подобные умножители частоты могут ставиться и на выходе передатчика, особенно в диапазоне СВЧ. При этом надо иметь в виду, что такого вида умножители не обладают усилением по мощности, т.е. коэффициент передачи мощности всегда меньше 1.